专利名称：降低输入电流畸变的开关方式电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关方式电源(SMPS)，特别涉及一种SMPS，它由交流电(AC)即市电电压导出经整流输入电源电压，以产生输出电源电压。
一般来说，这样的SMPS带有一个全波整流桥，它对正弦市电电压进行整流并对输入滤波电容充电以产生经整流输入电源电压。滤波电容足够大以降低基频和市电电压的谐波分量的波纹幅度。这样就可防止在输出电源电压中产生波纹电压。
滤波电容在市电电压中吸收高峰值的输入电流窄脉冲。该电流脉冲只在正弦波市电电压的峰值附近产生。因此，在输入电流波形中含有不希望的市电电压频率的低频谐波分量。它使得功率因数降到大约0.65并使市电电源电压的波形畸变增大。
近来，人们已经关注修改欧洲标准EN60 555-2，该修改的目的是降低输入电流波形中这种容许的低频谐波分量。也希望降低输入电流波形中低频谐波分量而不使输出电源电压的波纹电压显著增大。
实施本发明一个方面的开关方式电源包括一个交流电源，即市电电源电压。第一整流器耦合到该市电电源上，对市电电源电压整流而未把市电电压频率的低频分量滤出，产生一个未滤波的、已整流的第一电源电压。第一开关换装置响应第一开关信号并耦合到连在第一电源电压上的电感上，以产生第一组电流脉冲，它的频率一定高于市电电源电压的频率。第一组电流脉冲通过第二整流器耦合，产生整流输出电源电流的第一部分。第三整流器耦合到市电电源和一个滤波电容上，对市电电源电压整流并在电容中形成电流脉冲以产生经整流的第二电源电压。第二开关装置耦合到第二电源电压上并响应第二开关信号，并在连接在电容上的电感中产生第二组电流脉冲，它的频率一定高子市电电源电压的频率。第二组电流脉冲通过整流器耦合，以产生输出电源电流的第二部分。在电容器中，给定电流脉冲的脉冲宽度被加大而峰值被减小。
图1说明一种实施了本发明的一个方面的SMPS，它使用了电流重叠技术。
图2a-2h说明用于阐述图1中的SMPS的操作的波形；图3a-3c说明用于阐述图1中的SMPS的操作的另外的波形；图4说明本发明的第二个实施例；图5a-5e说明阐述图4装置的操作的波形；图6说明图4装置中输入功率因数图；和图7说明图4装置中输入电流的谐波分量图。
图1说明一个实施本发明一个方面的切换模式电源SMPS100，它利用了这里称为电流叠加技术。图1中SMPS100适于提供功率，例如，120瓦。提供交流电压VM的市电电压源107被耦合到全波整流桥102上，在一个相对较小的滤波电容C1中产生全波整流输入电源电压V1。电源107的交流电压VM是正弦波，例如，行频为50Hz。由于电容C1的电容量小，电压V1的低频谐波分量没有被电容C1滤出，电压V1是一个未滤波、令波整流正弦电压，通过开关二极管D1耦合到回扫变压器T的初级绕组的一端W2a上。
有可控频率和工作周期的开关信号V9通过电阻R3耦合到电阻R14和MOS开关三极管Q1的栅极上，只有在信号V9在“高”电平或12伏时，三极管Q1导通。三极管Q1的漏极耦合到绕组W1的另一端上。信号V9在型号为TDA4605的集成电路(IC)103的一个输出端上产生，所述集成电路可用作脉宽调制器，信号V9的频率定在20-50KHz之间。
在信号V9的一个给定周期中，在信号V9达到“高”电平后，一个脉冲电流ip1流过二极管D1。在绕组W1中产生一个与二极管D1中的电流ip1相等的向上斜升电流ip，并将磁能储存在变压器T中。在信号V9从“高”电平变成“低”电平，三极管Q1立即截止，并产生回扫操作。结果，在变压器T的次级绕组W2，W3，W4和W5中产生回扫脉冲电流。在回扫期间，三极管Q1的漏电压由一个缓冲电路限制，缓冲电路未画出。
由于回扫电流脉冲，例如由脉冲ip产生的线圈4中的电流脉冲is4，通过整流二极管D3，D4，D5和D8，在电容C3，C4，C5和C8上，分别产生直流输出电源电压V3，V4，V5和V8。电压V4驱动，例如，水平偏转输出级37，电压V5驱动，例如，电视接收机的声频级。
考虑到对电击危险，变压器T把电源107和“热”接地导线H与“冷”接地导线G相隔离。这里，电压V3和V8以热地导线H为基准，电压V4和V5以冷地导线G为参考。
在正常工作下，通过在线圈W3中对回扫脉冲进行滤波和整流并分压，在电路30中产生指示例如电压V4的直流检测电压V30。电阻30a是可调的，用于通过调节电压V30调节输出电源电压。检测电压V30连接到集成电路103的检测输入端，管脚1上。电压V30在集成电路103中与参考电压103a相比较，电压V30与参考电压的差形成误差电压103b。误差电压103b耦合到停止比较器103c的一个输入端上，用以控制信号V9的脉宽由“高”至“低”变换以调整输出电压V4和V5的电平。
体现本发明的特征的是电压V1通过电阻R13和整流二极管D2的串联装置与滤波电容C2相耦合并在电容C2上产生电源电压V2。电压V2是恒定的直流电压，与电压V1的峰值电压成正比。在三极管Q2导通时，电压V2通过MOS开关之二管Q2和开关二极管D6耦合到连接节点W2a上。节点W2a连接绕组W1的二极管D1和变压器T的一个次级绕组W2。
在回扫时，由线圈W2产生的直流电压V8比电压V2高大约15V。经过电阻R8和电阻R12的串联，电压V8耦合到晶体管Q2的栅极上，在连接在晶体管Q2的栅极上的三极管Q3截止时，导通开关晶体管Q2。由于电压V8高于电压V2，所以电压V8足够导通MOS晶体管Q2。保护二极管D7连接在晶体管Q2的源极和栅极之间，限制晶体管Q2源极和栅极之间的电压漂移。
图1中的信号V9还控制晶体管Q2的开关操作频率。为控制三极管Q2的开关操作，图1中的信号V9通过二极管D9耦合到由电阻R7和电容C7组成的斜波发生器上。齐纳二极管D10把电容C7上的斜波信号V7的最大电压限制在9.1伏以下。当信号V9为“高”状态时，二极管D9反向偏置，电容C7电压V2通过电阻R7充电。结果，电容C7中的信号V7线性增大，当信号V9变为“低”时，二极管D9导通，电容C7立即通过集成电路103的做在管脚5的低阻值输出端进行放电。
图2a-2h说明用于阐述图1电路工作的波形。在图1和2a-2h中相同的符号和数字说明同样的装置和功能。
图1中信号V9的脉冲宽度决定电容C7上形成的信号V7的峰值电平。由于通过二极管D1耦合到绕组W1上的电压是全波整流正弦波，所以集成电路103的反馈信号使信号V9的脉冲宽度的变化是全波整流电压V1的函数。因此，在电压V1的10毫秒周期内，如图2d所示，信号V7的峰值和包络线的变化也是电压V1的函数。在图2d中，例如，为清楚说明，把信号V7的周期与信号V1的周期之比放大了。
图1中信号V7加在由三极管Q4和三极管Q5组成的比较器的反向输入端上。电阻R5在三极管Q4和Q5中形成射级电流。三极管Q4的集电极电阻R4在比较器的输出端13a上形成输出信号V10。
输出信号V10耦合到三极管Q3的基极上，以控制三极管Q3的开关操作。三极管Q3的集电极耦合到由电阻R8和电阻R12组成的负载装置上，并由电源电压V8供电，以便三极管Q2的栅极上形成开关信号V12。
在信号V9变为“高”后，二极管D1立即导通并形成电流ip1。在三极管Q2截止期间，不能形成电流ip2。在比较器的输出信号V10为“高”时，三极管Q2保持截止，这是由于三极管Q3导通而使三极管Q2截止。在信号V9变为“高”后，初级电流ip1和信号V7以向上斜波方式增大。
在信号V9的一个给定开关周期，当图2d中信号V7达到高于比较器的一个阈值电压V11的较高电平后，图2e中比较器的输出信号V10从“高”变为“低”电平。当信号V10达到“低”电平时，由图2f中信号V12，图1中三极管Q3截止而三极管Q2导通。
当三极管Q2导通时，图1中二极管D6变为导通，并引起二极管D1截止。这样，输入电源电压V1与线圈W1去耦合，而电压V2通过三极管Q2耦合到绕组W1上。图1中二极管D6上的初级电流ip2(如图2g)使电流ip在电流ip1脉冲停止后连续不断，如图2g和2h所示。
在由图1集成电路103根据电压V30而定的预定时间间隔后信号V9再次变为“低”电平，并使信号V7变为“低”。信号V9还通过二极管D13耦合到电阻R4和R10之间的节点13a上。在信号V9为“低”电平时，二极管D13导通。信号V9变为“低”后，图2e的信号10立即被强制变“低”，这是由于图1中二极管D13导通。因此，三极管Q1和Q3被截止。由于三极管Q1截止，尽管三极管Q3的集电极上信号V12是“高”，三极管Q2也不导通电流。其优点是，由于有了二极管D13，在信号V9为“低”时，没有电流流入电阻R8和R12。这样，在输入功率为120瓦时，减少功率损耗2.5瓦。在信号V9变为“高”时，二极管D9和D13截止，新的周期开始。
图3a所示输入功率为100瓦时，由电充ip1和ip2重叠决定初级电流ip。形成的主电流iM的波形如图3b的实线所示。作为比较，图3b中虚线波形为传统电源的主电流iM”，该电源在输入功率同样为100瓦时，在整流桥的输出端有较大的滤波电容。在电压VM的每个半周期内，电流ip1的脉冲峰值按基本主频以正弦波方式为主地变化。电容C2只在主电压VM的峰值附近通过电阻R13进行充电。
根据本发明的一个特征，电阻R13使桥式整流器102的二极管的导通时间增加，因此，电阻R13减小充电电流i3的变化率和峰值，如图3b所示。这样，电流iM的高次谐波分量，如三次、五次、七次、九次和十一次谐波分量，被降低。电流i3的脉冲峰值变低，这是由于储存在电容C2中的能量只能维持初级电流ip的一部分。大约65％的功率消耗来自自电流ip1而35％来自电流ip2。
阈值电压V11控制电流ip2的脉冲宽度与电流ip1的脉冲宽度的比率。由于在全波整流电压V1的给定周期内电压V30中含有的波纹电压，所以每个脉宽调制信号V9的脉冲宽度和信号V7的峰值在电压V1为零时达到最大而在电压V1最大时达到最小值。为形成由三极管Q4和Q5组成的比较器所需的阈值电压V11，信号V7通过二极管D12耦合到一个由电阻R9和电容C10并联装置上。电容C10上形成的电压根据信号V7的峰值的低频包迹线变化，这里，高频分量被滤掉了。电容C10上的电压通过二极管D11耦合到电容C9和三极管Q5的基极上。二极管D11和电容C9作为一个最小电压值检测器，用以检测信号V7的峰值包迹的最小值。二极管D13的正向电压由二极管D11的反向电压进行温度补偿。信号V7的峰值包迹的变化是电压V1的函数。电容C9上形成的限制电平或阈值电压V11在电压V1的一个周期内由信号V9的脉冲宽度最小值决定。电压V11加在由三极管Q4和Q5组成的比较器的正向输入端。
在恒定负载下，电压V11的电平相对恒定。因此，电流ip1的每个脉冲的宽度是一样的。同时，电流ip2的脉冲宽度从电压V1为零时的最大值变到电压V1最大时的最小值。
例如，负载增加使每个信号V9周期内V9的脉冲宽度增大。这样，信号V9的最小脉冲宽度增加而使电压V11增大。电压V11的增加在每个信号V9的脉冲期间延迟信号V10变“低”和三极管变为导通的时刻。这就使得脉冲电流ip1的脉冲宽度增大。由于信号V9的脉冲宽度也增大了，三极管Q2的导通时间与三极管Q1的导通时间的比率的变化将比，例如，电压V11为恒定电压时的小，这样，输出电压V4的波纹电压受负载变化的影响将比电压V11是常数时小。同样，电流i3与ip1的比率的受负载影响的变化减小。因此，电流iM的谐波分量或功率因数也较少负载影响。
在预定的增加负载的条件下，电流i2的峰值被限幅。负载进一步的增加使电流i1的峰值被限幅。负载的更进一步的增加，如次级边侧的短路，将使集成电路103工作在脉冲串方式。
在信号V9的每个周期，当图2c中信号V9达到“高”电平时，集成电路103管脚2的电容C6(如图1)被充以电流，充电电流为由电压V2通过电阻R2产生恒定电流i2与由电压V1通过电阻R1产生的全波整流正弦电流i1的和。当图2C的信号V9在“低”电平时，图2b的电压V6被钳位在1伏，这是由图1的集成电路103决定的。当图2c的信号V9达到“高”电平时，图1中电容C6产生斜波电压V6，如图2b所示。由于电容C6被全波整流电压V1产生的电流i1充电，所以电流i1的波形与电压V1相同。在集成电路103中，电压V6耦合到过载比较器103d的一个输入端。在过载条件下，当电压V6足够大而触发比较器103d时，信号V9就产生“高”至“低”变换。这样，电压V6决定在过载条件下产生的信号V9的最大脉冲宽度。电压V6就决定SMPS100所提供的最大功率。
电压V6的变化率或峰值电平电压V1的周期内是变化的，使得当电压V1为最小值时信号V9的脉冲宽度的上限，在过载条件产生之前大于电压V1为最大值时的脉宽上限，同样，对于电压V1峰值时产生的信号V9的脉冲宽度的给定上限时，在远离电压V1的峰值处得到信号V9脉冲的更大的脉冲宽度和更大的整流范围。
在集成电路103中，电压V6耦合到停止比较器103c的一个输入端。在正常工作下，除了电压V30，电压V6控制信号V9的脉冲宽度。结果，当电压V1为峰值时，电压V6使信号V9的脉冲宽度比电压V1小于其峰值时的要小。这样，信号V9的脉冲宽度由电压V6按正向馈给方式调制。正向馈给方式使输出电压V4，V5，V8和V3的波纹电压减小。
当SMPS100用于电视接收机时，由开/关信号决定何时要求电视接收机工作在备用工作方式，何时工作在正常工作方式。耦合在线圈W4上并由SMPS100驱动的负载大小由开/关控制信号ON/OFF决定，开/关信号由微处理器(未画出)产生。信号ON/OFF是以冷地导线G为参考。
由信号ON/OFF启动的备用工作方式的检测由检测器31完成并产生一个以热地导体H为参考的开/关控制信号V13。在备用工作方式下，耦合在线圈W4和W5上的负载明显小于正常工作方式时的负载。由于负载减小，在备用方式下，检测电压V30就增加。所以，集成电路103减小信号V9的脉冲宽度。信号V9的频率也增大到回扫变压器T的谐振频率，大约100KHz。
检测器31响应由信号V9决定的线圈W3中的脉冲，并根据线圈W3中的脉冲频率，检测线圈W4和W5上耦合的负载大小，在检测器31中，线圈W3中的脉冲通过由电阻32和电容33组成的低通滤波器耦合到整流器34上。整流器34在电容35上产生一个直流电压，表示线圈W3中脉冲转折边界之间的间隔和长度。
在备用工作方式下，线圈W3提供一个100KHz的近似于正弦的电压，这个电压被由电阻32和电容33组成的低通滤波器衰减。因此，电容35的电压降低，以至不能使检测器31的输出三极管36导通。使得信号V13处于“高”电平。另一方面，在正常工作方式下，频率较低并且三极管36保持连续导通，信号V13处于“低”电平。这样，频率检测器31产生以热接地H为参考的信号V13，指示出备用/正常工作方式。
信号V13通过二极管D14耦合到三极管Q3的基极上。信号V13使三极管Q3导通而不管信号V9的电平高低。因此，三极管Q2在备用方式下关闭，使电流ip2为零，在这种情况下，直流电流流过电阻R8和R12，并经三极管Q3到地。电阻R12是正向温度系数电阻，它变热而阻值明显增加。这样，在备用方式下，电阻R8上的损耗进一步降低。由于三极管Q2在备用方式下总是关闭的，电路总损耗进一步降低。采用这种技术有两个优点。第一，备用输入功率从14瓦降低到10瓦。第二，在备用方式下，由于只有电流ip1一个电流分量，谐波明显减少。
在备用工作方式下，电压V3，V4和V5也被稳压。但是，由于漏电感，检测电压V30与输出电压V4的比率使得在备用方式下，电压V4比在正常方式下大一些。驱动输出级37的电压V4的增大使分量强度增加，这是所不希望的。
开/关控制信号V13通过电阻38和二极管39的串联装置耦合到集成电路103的管脚1的检测输入端，使检测电压V30的电平增大，引起信号V9的工作周期降低。因此，相对于设有通过二极管39耦合的信号的影响时，电压V4降低了。例如，根据电压V4选择电路元件的值在备用方式下比在正常方式下小。
图4说明本发明的第二个实施例，它与图1中的相似，不同之处在以下说明。图5a-5e说明用于解释图4电路的工作的波形。图1，2a-2h，3a，3c，4和5a-5e中相同符号和数字表示相同的元件和功能，只在在图4中相应元件上增加了撇号(′)。在图4的SMPS100′中，三极管Q2′是双极性晶体管。三极管Q2′的基极电流由半波整流二极管D8′和基极电阻R8′提供。信号V10′从三极管Q5′的集电极分流出，并通过由三极管Q6′形成的反相级耦合到三极管Q3′的基极上。当需要导通三极管Q3′时，三极管Q6′的集电极电压相对较大。因此，基极电阻70′是一个相对较大的电阻。因为电阻70′较大，电路较不灵敏，容许信号V9′为“低”电平和要求之极管Q3′关闭时的信号V9′的电平误差。
增大负载使电阻R13′两端的电压降较大。因此，当三极管Q2′导通时，三极管Q2′的基极电压也降低。由于基极电压降低，基极电流也增加。在三极管Q2′的集电极电流增加时，对于保持三极管的饱和，增大基极电流是所希望的。信号V13′在备用方式下耦合到三极管Q6′的基极上，使三极管Q6′导通。
当负载发生短路时，未示出，线圈W3′两端的电压为零。因此，三极管36′变关闭。使得电压V30′增加，使信号V9′的工作周期降低，从而提供短路保护。
当电源负载小于一个预定的值时，例如80瓦，耦合在三极管Q5′的基极上的二极管200′把三极管Q5′的基极电压钳位在4伏。因此，三极管Q5′的基极电压不能低于该电压。这样，在低负载状态下，二极管200′形成三极管Q2′的导通间隔的最大值或最大工作周期。这样，在负载进一步降低的情况下，由电流i3′决定的功率因数不会降低。由于有三极管Q2′的工作周期的上限，电阻R13′的值在负载降低时可比三极管Q2′的是作周期的最大值可进一步增大时的值小。因此，电阻R13′的功率损耗可小于设有正二极管200′的钳位时的功率损耗。由于电源输出端的滤波电容足够大，在低负载下也能减小波纹电压，使得三极管Q2′的工作周期的上限并不引起电源输出的波纹电压。
在图6中，一组曲线说明图4中电阻R13′的不同值时的功率因数的变化，它是电源输入功率的函数。在输入功率是100瓦时，对应于电阻R13′的效率因数η也同时示出。
图7中，给出电阻R13′为22欧姆和100欧姆时，图4的输入电流iM的谐波分量的一组曲线。作为比较，对于给定标准的谐波分量允许的最大值也同时示出。
权利要求
1.一种开关方式电源，包括一个交流电源(107)，即市电电源电压(VM)；一个第一整流器(102)，耦合到上述市电电源上，对上述市电电源电压整流，但不对上述市电电源电压的总频率(100Hz)低频分量进行滤波而产生未滤波的已整流的第一电源电压(V1)；一个第一开关装置(Q1)，响应第一开关信号(V9)并耦合到施加上述第一电源电压的电感(W1)上，以产生第一组电流脉冲(ip1)，其频率高于上述市电电源电压频率，通过第二整流器(D4)耦合上述第一组电流脉冲，产生整流输出电流(iS4)的第一部分；一个滤波电容(C2)；一个第三整流器(D2)，耦合到上述市电电源和上述电容上，对上述市电电源电压整流，在上述电容上形成电流脉冲(i3)，在上述电容中产生整流第二电源电压(V2)；一个第二开关装置(Q2)，耦合到上述第二电源电压上并响应第二开关信号(V12)，在电感(W1)中产生耦合到上述电容上的第二组电流脉冲(ip2)，其频率高于上述市电电源电压的频率；通过整流器(D4)耦合上述第二组电流脉冲，以产生上述输出电源电流的第二部分；其特征是装置(R13)耦合到上述电容上，用以延长上述电容器中给定电流脉冲的脉冲宽度，降低脉冲的峰值。
2.根据权利要求1的电源，其特征是，上述延长脉冲宽度装置(R13)包括一个电阻(R13)，它与上述电容(C2)串联；
3.根据权利要求2的电源，其特征是，上述第一组电流脉冲(iP1)产生在旁路上述电阻(R13)的电流通路中。
4.根据权利要求1的电流，其特征是，脉宽调制器(103)响应反馈信号(V30)，对上述第一第二组电流脉冲(iP1，iP2)中的一个(iP1或iP2)电流脉冲进行脉宽调制。
5.根据权利要求1的电源，其特征是，上述电感(W1)包括一个回扫变压器(T)的一个线圈。
6.根据权利要求1的电流，其特征是，不进行低频分量滤波使第一组电流脉冲(iP1)避免显著增加在上述市电输入电源电流(iM)中的所述谐波分量。
7.根据权利要求1的电源，其特征是，上述第一组流脉冲(iP2)减小了上述电源输出(V4)波纹分量。
8.根据权利要求1的电源，其特征是，上述电容电流脉冲(i3)使市电输入电源电流(iM)的谐波分量增加，降低功率因数，并且，上述降低峰值装置(R13)降低上述电容电流脉冲增加上述市电输入电源电流中上述谐波分量及增大上述功率因数的趋势。
9.根据权利要求1的电源，其特征是，至少在上述市电电源电压的上述周期的一部分期间，当上述第一电源电压(VM＝0)的值小于其峰值时，产生每个第一(iP1)和第二(iP2)组电流脉冲。
10.根据权利要求1的电源，其特征是，上述电容电流脉冲(i3)的频率较低(100Hz)，它与上述主电源电压的上术频率有关，并远低于上述第一组流脉冲(iP1)的频率(20KHz)。
11.一种开关方式电源，包括一个交流电源(107)，即市电电源电压(VM)和市电电源电流(iM)；一个滤波电容(C2)；一个第一整流器(D2)，耦合到上述市电电源和上述电容上，对上述市电电源电压整流，并在上述电容中产生一定频率(100Hz)的电流脉冲(i3)，其频率与上述市电电源电压(V2)的上述频率有关，在上述电容的一端(在D2和Q2之间)产生第二电源电压，上述电容电流脉冲使上述主电源电流畸变而使上述市电电源的功率因数降低；其特征是，装置(R13)耦合到上述电容上，延长给定电流脉冲的脉冲宽度，降低给定电流脉冲的峰值以降减小畸变和增大功率因数；第一开关装置(Q1，D1)，响应第一开关信号(V9)，并在耦合到上述市电电源(107)的电感(W1)中产生第一组电流脉冲(iP1)，其频率(20KHz)远高于上述市电电源电压的上述频率(50Hz)，上述第二组电流脉冲(iP1)经整流器(D4)耦合，产生整流输出电源电流(iS4)的第一部分，在上述市电电源电压的一个周期内，上述第一组电流脉冲的值按增大上述功率因数的方式变化；第二开关装置(Q2，D2)响应第二开关信号，在耦合到形成第二电源电压的节点上的电感(W1)中产生第二组电流脉冲(iP2)，其频率远高于上述市电电源电压的上述频率，上述第二组电流脉冲经整流器(D4)耦合，产生上述整流输出电流的第二部分，使上述电源的输出的波纹分量降低。
12.根据权利要求11的电源，其特征是，上述第二组电流脉冲(iP2)给定电流脉冲，靠近上述第一组电流脉冲的相应电流脉冲出现。
13.根据权利要求12的电源，其特征是，在(VM的)上述周期内，第一组电流脉冲(iP1)的大小与第二组电流脉冲(iP2)之比是变化的。
14.根据权利要求11的电源，其特征是，上述第一组(iP1)和第二组(iP2)电流脉冲在变压器(T)中产生，并经变压器耦合到负载电路(37)上。
15.根据权利要求11的电源，其特征是，上述第一组(iP1)和第二组(iP2)电流脉冲在上述变压器的同一个绕组(W1)中产生。
16.根据权利要求11的电源，其特征是，上述市电电源电压(VM)的幅度与发生在市电电源电压在其峰值时(VM＝325V)的电流脉冲(iP1)的上述第一组电流脉冲的值的比率与上述市电电源电压的值与发生在市电电源电源远小于(VM＝0)其峰值时的电流脉冲第一组的电流脉冲的值的比率大致相同。
17.根据权利要求11的电源，其特征是，装置(Q4，Q5，Q3)响应在上述市电电源电压周期内变化的控制信号(V7)，使上述第二组电流脉冲的值在上述市电电源电压的周期内按使上述波纹降低的方式变化。
18.根据权利要求11的电源，其特征是，上述第一组电流脉冲的电流通路与产生所述第二电源电压(V2)的节点(D2与Q2之间)之间是隔断的。
19.根据权利要求11的电源，其特征是，上述第一开关装置(Q1，D1)包括一个整流器(D1)耦合到上述市电电源(107)上，对上述市电电源电压(VM)进行整流，但未从上述整流主电流电压(V1)中滤波掉上述整流过的市电电源电压中的低频谐波分量，从而在上述周期内整流市电电源电压的变化产生所述第一组电流脉冲(iP1)的振幅调制。
20.根据权利要求11的电源，其特征是，脉宽调制器(Q5，Q4，Q3，103)响应指示上述波纹分量的反馈信号(V30)，使所述第二组电流脉冲(iP2)的值按减小上述(例如V4的)波纹分量的方式变化。
21.根据权利要求11的电源，其特征是，脉宽调制器(103)响应反馈信号(V30)，对所述第一组电流脉冲(iP1)进行脉宽调制，对电源输出进行调整。
22.根据权利要求11的电源，其特征是，脉宽调制器(103)响应反馈信号(V30)使上述第一组(iP1)和第二组(iP2)的电流脉冲按调整电源输出的方式在同方向上变化。
23.根据权利要求11的电源，其特征是，电流脉冲的上述第一组电流脉冲(iP1)相应于电流脉冲的上述第二组(iP2)电流脉冲按电流交错方式和电流叠加方式之一产生。
24.一种开关方式电源，包括一个交流电源，即市电电源电压(107)；一个滤波电容器(C2)；一个整流器(D2)耦合到上述市电电源和上述电容上，对市电电源电压整流，在上述电容中产生电流脉冲(i3)，形成整流第一电源电压(V2)；装置(R13)耦合到上述电容器上，在上述电容中，延长给定电流脉冲的脉冲宽度并降低其峰值；其特征在于第一切换装置(Q2)耦合到上述第一电源电压上并响应第一开关信号(V12)，在电感(W1)中形成耦合在上述电容上的一定频率的(20KHz)第一组电流脉冲(iP2)，其频率远高于上述主电源电压的频率(50Hz)上述第一组电流脉冲经整流器(D4)耦合，形成整流输出电流(iS4)的第一部分；第二整流器(102)耦合到上述市电电源上，对主电源电压整流，产生整流第二电源电压(V1)；和第二开关装置(Q1，D1)相响应第二开关信号(V9)，通过旁路上述电容的电流通路，耦合到电感(W1)上，上述第二电源电压加载到线圈(W1)上，并形成频率远高于上述市电电源电压的第二组电流脉冲(iP1)，上述第二组电流脉冲经第二整流器(D4)耦合，产生上述整流输出电流的第二部分。
全文摘要
一种开关方式电源中，交流市电电源电压未经低通滤波而产生全波整流直流市电电源电压。未滤波整流电压加到回扫变压器的一个线圈上。由整流电压在线圈中产生第一组电流脉冲，其频率远高于主电源电压的频率，其峰值根据整流电压按增大功率因数的方式变化。整流电压经由电阻和低通滤波电容串联成的整流器进一步整流，在电容上产生电流脉冲，电容上的电压经第二开关三极管耦合到线圈上，在线圈上产生第二组电流脉冲，以降低电源的一个输出的波纹分量。
文档编号H02M3/155GK1085696SQ93117810
公开日1994年4月20日 申请日期1993年9月16日 优先权日1992年9月17日
发明者M·梅盖德 申请人:Rca·汤姆森许可公司