逆变器装置的制作方法

专利名称：逆变器装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种使用诸如晶体管或GTO(门控关断)晶闸管等自灭弧类型元件的逆变器，尤其涉及一种被称为多重逆变器的逆变器装置，用于驱动象感应电动机或同步电动机等交流电动机，其采用的工作模式是将多个逆变器的输出予以综合，以增加输出容量，并减少输出电压波形中的高次谐波失真。
图8A和8B示出了用于驱动交流电动机的采用GTO晶闸管的常规的多重逆变器说明用的结构图。
图中，以简化的方框示出的逆变器40，41系一种典型的三相双电平逆变器，如图9A所示。
图8A示出的多重逆变器，在使用GTO晶闸管的两电压型双电平逆变器42、41中，将直流电源44的电能转换成交流电，并在变压器42、43的次级串连组合输出。有一种推荐采用的减少输出电压波形中高次谐波的技术，它对于从0到50Hz的逆变器输出频率范围，把GTO晶闸管的开关频率选择成约为500Hz，并在500Hz载波之间提供180°的相移，以确定各逆变器的开关定时。在这种情况下，有可能提供极好的输出电压波形。然而，当输出频率处于零赫兹附近时，由于变压器磁通饱和而不能得到足够的电压输出。因此，不可能保证输出频率约为5Hz或以下时频率的有足够的转矩。而且，这种装置需要两个变压器，导致了价格升高和体积增大的问题。另外，这种装置有一个优点，逆变器可以输出3KV或6KV高电压，把高电压馈送至电动机。因此，这种装置经常用作逆变器来驱动高压泵或通风机，但不能用于那种非常重要的，在零赫兹附近需要有极佳的转矩控制特性的情况，如不能用于驱动轧铁机或轧钢机。
有另一种技术，适用于那些要求零赫兹附近具有优异转矩控制特性的十分重要的场合，例如驱动钢铁轧机。近几年，已经注意把图8B所示的电路作为一种技术用于多重逆变器中来确保零赫兹附近的输出频率上有足够的输出电压。如Hitachi Hyoron Vol.75 PP.31-34(1993-5)中“实现高功率因数和进一步减少高次谐波的大容量存储GTO驱动系统”所披露，对这种电路的积极研究与开发已经取得了进展。
在该电路中，相间电抗器45、46和47用于把使用GTO晶闸管的双电压型三相两电平逆变器40，41的输出予以综合。在此，有可能通过相对于GTO晶闸管约为500Hz开关频率的逆变器的载波之间提供180°的相移，以使两逆变器交替开关，来减少输出电压的高次谐波。在该电路中，施加到相间电抗器上的仅仅是对应于载波之间相位差的电压，输出的基波分量不施加于其上。因而，不用担心电抗器磁通饱和，既使输出频率处于零赫兹附近，并且有可能提供足够的输出电压。
这样一种装置能够提供极好的输出电压波形，并且甚至在低频区域也能保证足够的转矩。然而，由于该装置需要三个相间电抗器，因而存在着价格高、体积大、损耗大以及由于加至电抗器上的开关电压波形引起的电磁噪声的问题。
而且，在包括有相间电抗器的并联多重逆变器中，非平衡电流使电抗器饱和，从而产生更多的不平衡电流，导致不能运作。因此，必须使两逆变器的诸如GTO晶闸管和PWM控制电路等电路元件的特性相同。并且进一步提供电流平衡控制系统，导致装置结构复杂，成本提高。
以上特别地描述了用于驱动交流电动机的传统的多重逆变器。因此，它需要诸如变压器和中间相电抗器等大型的电磁设备来合成逆变器输出。结果，存在着装设位置、效率低、电磁噪声、低经济效率等问题。因此，上述电路模式不适用于驱动数千千瓦或容量更大的钢铁轧机的逆变器。
本发明为解决上述问题，其首要目的在于不用相间电抗器来合成两逆变器的输出，在驱动交流电动机的大容量存储逆变器中提供大的存储容量和优异的输出电压波形。
本发明的第二目的在于产生足够的输出电压，甚至在零赫兹附近，以确保电动机转矩。
而且，本发明的第三个目的在于提供一种新的多重逆变器电路模式，其中可以将两台具有不同特性的逆变器之容量加倍而不用复杂的控制系统，由此，提供一种体积小、经济和高效率的逆变器，且无电抗器的电磁噪声。
本发明的多重逆变器包括一个使用如图9A所示的三相两电平逆变器装置50或者如图9B所示的三电平逆变器51。因此，先描述三电平逆变器。图9B示出了使用反向导通GTO晶闸管的电路。开关元件S1、S2、S3和S4串联连接在具有中性输出端的直流电源的正极P和负极N之间。S1和S2之间的节点和S3和S4之间的节点分别通过二极管连接到直流电源的中性点，S2和S3之间的节点定义为输出端U。虽然一般的两电平逆变器仅可以输出两个电压级，即正电压和负电压，但该电路可以输出如下的三个电压级(a)S1和S2导通时输出直流电源的正电位;
(b)S2和S3导通时输出直流电源的零电位;
(c)S3和S4导通时输出直流电源的负电位;
结果，包括三组电路的三相三电平逆变器可以比一般的两电平逆变器进一步减少输出电压中的高次谐波。
使用在电路中的反向导通GTO晶闸管系一种功率半导体元件，其中，典型的GTO晶闸管和反向并联的二极管整体装设在一硅片上，如图中说明符号所示。应当理解，诸如反向闭锁GTO晶闸管或IGBT等其它类型的功率半导体元件也可以连同反向并联二极管一起，予以使用。在图9中，由于这两种三电平逆变器和二电平逆变器都可以用作三相电压型逆变器，为简便起见，在各附图中用

图10A、10B、10C、10D和10E所示的方框来表示该两种电路。图10示出了一般的电压型逆变器，图10B示出了GTO逆变器，图10C示出了IGBT逆变器，相似地，图10D示出了包括二极管的三相桥路，图10E示出了包括晶闸管的三相桥路。
虽然三电平逆变器需要直流电源的中性端，但可以认为逆变器包括一个电容器，形成了一中性点。因此，图中适当地省略了中性点，由图10A至10E所示的方框来表示三相电压型逆变器。
如图1所示，本发明的逆变器包括一个电动机的开式三角形电枢绕组，以合成两个三相桥式逆变器的输出。而且，第一逆变器连接到端子U1、V1和W1，第二逆变器连接到端子U2、V2和W2。
这种结构，除了两个直流电源之外，举例来说，与使用在如图11所示的不间断电源的电路相似。参见图11，单相桥路逆变器20、21和22的输出在单相变压器23、24和25的次级绕阻一侧，按星形连接方式互相连接，由此消除输出电压中的三次谐波。图11所示的结构可以图示为另一种包括两个三相桥路逆变器的结构。然而，由于下列问题，这种结构不能用来驱动电动机。
所述问题是，有足够脉冲数量的理想PWM单相逆变器只能输出峰值受施加到逆变器上的直流电源电压限制的正弦波电压。因此，输出的有效值可以表示为EOMAX＝ED/1.414，其中，ED为直流电源29的电压。
然而，如图12A所示，通过把约为16%的三次谐波加到馈送至逆变器的电压命令上，可以使电压命令的峰值下降16%。结果，电压命令的基波分量增加16%，具不会引起电压饱和，从而提高了逆变器的利用系数。
从经济的观点来看，减少16%是如此重要，以致叠加三次谐波已成为三相逆变器的主要设计方法。
三次谐波叠加可以在具有不同相位的逆变器的输出电压中提供同相的三次谐波。因此，如图11所图，变压器次级绕组的星形连接可以消除输出中的三次谐波。如果使用典型的三相三铁芯柱作为输出变压器，则在具有不同相位的铁芯柱上会产生同相三次谐波磁通势。不利的是同相磁通势会引起大量的漏磁通，外围结构中的涡流，并产生噪声。因此，参见图11，一般设计或包含三个单相变压器或三相五芯柱的变压器，用两个铁芯柱作为三次谐波磁通的通路。
然而，在电动机中，不可能为三次谐波磁通提供通路。因而，不能使用包含式三角形电枢绕组和三个单相电桥逆变器的电路，即不可能使用包括两个三相电桥逆变器组合的电路。在图11中，参考号26、27和28表示输出滤波电容器。
在如图12B所示的用于驱动电动机的一般的三相电桥逆变器中，把三次谐波加入到各相的指令中，以致善利用系数，或者使用包括许多零相电压分量的调制，如两相调制。在这种情况下，虽然三次谐波未出现在输出线之间，但输出电压包括含有三次谐波的较大的同相电压分量。
因此，如果把开式三角形负载连接在具有共用直流电源的两个三相电桥逆变器之间，则两逆变器的零相电压分量相叠加，在电枢绕组中流过较大的同相电流分量，导致不能进行运作。
按照本发明的第一个方案，如图1所示，第一三相逆变器的直流电源与第二、三相逆变器的直流电源完全分开，因而防止了诸如三次谐波等同相电流分量在两个三相逆变器中流过。
按照本发明的第二个方案，如图4所示，第一逆变器的一个直流电源与第二逆变器的另一个直流电源通过电抗器并联连接，该电抗器系对于三次谐波同相电流具有高阻抗的零相电抗器。因而可以把诸如三次谐波等的同相电流分量减小到不会产生较大问题的范围内，同时可以向两个直流电源提供变化的功率。这种方法可以经济地设计应用于需要小的再生功率的直流电源。
按照本发明的第三个方案，如图5所示，第一和第二逆变器使用共同的直流电源，同时，将具有足够感抗值的零相电抗器或直流电抗器通过一直流电容器，至少跨接在逆变器之一的一个直流电源器上，用共用电源的正端和负端使电抗器对于同样电流具有高阻抗。因此，有可能使诸如三次谐波的同相电流分量减小到不至于产生较大问题的范围，同时提供一种使用一个直流电源的经济的系统。
在按照本发明的驱动交流电动机的多重逆变装置中，在开式三角形电枢绕组中，输出电压按串联综合，并提供直流电源以减少合成输出电压时产生的同相三次谐波电流。因而，有可能不受限制地合成技术规格完全不同的逆变器的输出，它有如下众多优点(1)不需要相间电抗器，电动机的绕组可以直接合成两个逆变器的输出。因此，有可能解决相间电抗器产生的电磁噪声、损耗和安装位置上的问题，等等。而且，最好是具有较高电压的大规模存储电动机。
另外，可以确保足够的转矩，即使是在零赫兹的输出电压时，并通过叠加三次谐波来提高利用系数。
(2)在本发明中，可以使用将载波置于异相的方法来改善电压波形。这是因为把合成并波形改善之后的电压直接馈送给电动机，因而减小了引起噪声的重要原因。
(3)可以多路复用具有不同技术规格的逆变器，故可以提高设计的自由度。尤其是，如果把具有开式三角形电枢绕组的交流电动机串联连接到第一逆变器和第二逆变器的交流输出侧，只要逆变器具有相同的输出电流定额，就可以把其有不同直流电压的逆变器组合在一起。所以，可以容易地提供一系列各种容量的产品。
(4)可以仅用电压命令以前馈方式自由地控制负载分配，不需要复杂的控制系统。
(5)当两个直流电源用零相电抗器并联连接时，对于需要小的再生功率的应用只要单向第二变换器就足够了，因此，系统较经济。
(6)在采用一个直流电源作共用直流电源的逆变装置中，如果仅仅一个变换器就可以提供足以满足较小容量逆变量的容量需要，则有可能提供一种经济的系统。
本发明上述的和进一步的目的和新颖特点在结合附图作详细的描述时，将更全面地体现出来。然而，应当清楚地理解，附图仅用于图示目的，并不打算将它作为对本发明的限制。
图1是本发明的逆变装置的第一个实施例的电路图;
图2是在本发明的逆变装置的第一个实施例中用作第一逆变器的三电平逆变器和用作第二逆变器的两电平逆变器的电路图;
图3是在本发明的逆变装置的第一个实施例中的用作第一逆变器的GTO逆变器和用作第二逆变器的IGBT逆变的电路图;
图4是本发明的逆变装置的第二个实施例的电路图;
图5是本发明的逆变装置的第三个实施例的电路图;
图6是本发明逆变装置的控制电路和一个实施例;
图7A和7B图示了本发明的原理，图7A用空间电压矢量示出了第一和第二逆变器的输出电压E1和E2，图7B示出了表示作为星形连接三相电源的两个逆变器和负载之间的相互关系;
图8A和图8B是传统上用于驱动大规格储存交流电动机的逆变器的一般的多重逆变器的电路图;
图9A和9B分别是用作本发明多重逆变器组分的三相两电平逆变器和三电平逆变器的电路图;
图10A至10E是简化几种类型的三相逆变器和变换器的说明性框图;
图11是使用了用于不间断电源等的三个单相电桥的逆变系统的电路图;
图12A是通过把16%的三次谐波叠加到相电压，以减小相电压峰值的解释图;图12B是线电压EUV的示意图，如果三相逆变器含有叠加了如图12A所示的三次谐波的逆变器，则线电压EUV可以表示为正弦波。
现在参照附图详细描述本发明的最佳实施例。
实施例1图1示出了本发明的第一实施例。使用了GTO晶闸管的两个三相逆变器1，2分别设置有高功率因数的变换器3，4，还设置有变压器TR6，它包括两个次级线圈SW1，和SW2以及作为高功率因数的变换器的电源变压器。直流滤波电容器7和8设置于变换器和逆变器之间。逆变器1的输出端连接到交流电动机5的开式三角形电枢绕组的端子U1、V1和W1。另一方面，逆变器2的输出端连接到端子U2、V2和W2。
在该实施例中，两个逆变器是同样设计的。逆变器1和2产生幅度相同但极性相反的输出电压指令，向电动机提供为该幅度2倍的电压。
在这种情况下，逆变器1和2可以是两电平逆变器或三电平逆变器。如果使用三电平逆变器和三电平变换器，直流电容器共用，具有正极侧、负极侧和用于箝位电路的中间端子。一个或者两个变换器可以是可反向或非可逆晶闸管变换器或二极管变换器。
现在描述本发明输出合成的原理。在使用相同设计的逆变器的情况下，如果把第一逆变器的输出电压命令定义为E＊1＝(EU，EV，EW)，第二逆变器的输出电压命令定义为E＊2＝(-EU，-EV，-EW)。
其结果，作用于交流电动机的电压EM如下EM＝E＊1-E＊2＝(EU，EV，EW)-(-EU，-EV，-EW)＝(2EU，2EV，2EW)因此，两倍的电压提供至电枢线组上。
在使用不同类型的逆变器的情况下，如果把第一三电平逆变器的输出电压命令定义为E＊1＝(EU，EV，EW)，1＞K＞0，第二两电平逆变器的输出电压命令定义为E＊1＝(-KEU，-KEV，-KEW)。
其结果，作用于交流电动机上的电压EM如下EM＝E＊1-E＊2＝(EU，EV，EW)-(-KEU，-KEV，-KEW)＝((1+K)EU，(1+K)EV，(1+K)EW)因此，分配给两个逆变器的输出电压的比率为1∶K，输出电压叠加提供给电动机。
图7A示出了这种情况，馈送给逆变器的空间电压矢量极性相反，幅度各不相同。
图7B图示了作为星形连接的电源的逆变器。如图中所示，第一逆变器的各相电压串联连接到第二逆变器的各相电压上。容易理解，两电压指令极性相反，以提供叠加的输出电压。而且，还可以理解，即使相电压包括三次谐波电压的同相分量，也不会有电流出现。
实施例2现在描述如图6所示的本发明的控制电路。由于把典型的差额控制模式用作矢量控制模式，因此，省略了对这种方式的详细描述。在该实施例中，从检测电动机逆变的脉冲速度计11获得速度信号nF，并把速度信号nF和速度指令电路118的指令nR之差馈送至速度控制电路117。速度控制电路117把转矩电流命令i＊q馈送至q轴电流控制电路113。而且，激励电流命令控制电路116根据速度指令把激励电流命令i＊d馈送至d轴电流控制电路112。d轴电流控制电路112和q轴电流控制电路113产生d轴电压命令E＊d和q轴电压命令E＊q，送到逆变器，以使电流命令与通过三相/dq变换电路114，将三相电枢电流变换成d轴和q轴电枢电流而获得的反馈信号id、iq一致。电压分配控制电路111一般把电压指令的一半分配给逆变器1和2。
另一方面，差频设定装置115根据速度控制电路的信号设定对应于所希望的转矩的差频fs。该差频fs被加至对应于电动机速度的脉冲频率fM上，然后把合成的频率作为频率信号f＝fM+Fs馈送给计数器，以确定逆变器的输出频率。计数器的存储容量约为12比特。波形存储器109用作只读存储器，存储正弦波形和余弦波形，根据所计的数，读取波形存储器109，获取对计数器每一次循环时的正弦波形或余弦波形时段。在dq/三相坐标变换电路106和107中使用参考波形，把第一和第二逆变器的d轴和q轴电压命令变换成三相电压命令，然后把该电压命令馈送给PWM电路102和103。
三次谐波产生电路119根据所计的数输出三次谐波以提高波形存储器109内的输出电压的利用系数，在波形存储器109内已记录了三次谐波的正弦波形，而且三次谐波产生电路119把三次谐波馈送给PWM电路102和103。
另一方面，振荡器108产生时钟，以在载波电路104和105内产生调制载波。在该实施例中，在来自电路104的载波和来自电路105的载波之间有一180°的相位差，逆变器1和2交替切换来改善输出波形。
逆变器的电压指令用前述方法产生并馈送给PWM电路102和103，通过门电路100、101来驱动逆变器。
如从上述实施例中所看到的，本发明的控制电路仅仅进一步需要门电路101、PWM电路103、载波电路105和dq/三相变换电路107，因而与仅包括一个逆变器的控制电路相比，结构相对简单。另外，通过向前正向反馈控制使控制电路工作，因而不会产生如控制延迟的问题。因此，有可能容易地体现其性能。
实施例3例如，在图3所示的电路中，第一逆变器1为开关频率为500Hz的GTO逆变器，第二逆变器为开关频率为5KHz的IGBT逆变器。在这种情况下，IGBT逆变器消除了GTO逆变器的高次谐波电压，向电动机5提供波形失真的电压、GTO逆变器产生的电压畸变如下[电压畸变]＝[输出电压瞬时值]-[电压指令值]因此，坐标变换电路106把从电压分配控制电路111馈送至逆变器1的d轴和q轴电压命令变换成三相电压指令，经变换的指令值减去由电压检测电路120得到的逆变器1的输出电压，从而提供出电压畸变信号。接着，信号通过滤波器123除去IGBT不能接受的高频分量，此后把该信号作为补偿信号馈送给PWM电路103。另一方面，电压分配控制电路111通过坐标变换电路107把基波电压命令馈送给IGBT逆变器。因此，把补偿信号加到基波电压指令上就能从PWM电路103向IGBT逆变器提供电压指令。
虽然，IGBT逆变器的容量为GTO逆变器容量的10%到20%就足够了，但要求IGBT逆变器的电流定额与GTO逆变器相同。因此，将一变压器TR10安装在IGBT逆变器的输出端以提供相同的电流定额值。为避免在输出频率为5Hz或更低时变压器饱和，电压分配控制电路111分配电压，使GTO逆变器1输出基波输出，而IGBT逆变器2仅用作高次谐波补偿。
参考号121表示矢量控制电路，为方便起见，简化为矢量控制基本方框图。在图3中，参考号123表示滤波电路，用以除去高频分量。
实施例4现在参见图4的电路描述一种方法，在该方法中，为两变换器3和4提供一种灵活的电源，在变换器3和4之间不需要绝缘。在该实施例中，变换器3为高功率因数变换器，变换器4为晶闸管变换器。在该实施例中，逆变器1和2相同，它们提供相同的输出电压。两变换器通过零相电抗器9并联连接，以减少三次同相电流。在功率运行期间，变换器3向逆变器1提供电能，变换器4向逆变器2提供电能。因此，两变换器提供相同的输出电压指令，逆变器1的直流电流和逆变器2的直流电流分别作为电流指令馈送给变换器1和变换器2。
在再生操作中，变换器2不能再生，所以电流设置为零，由变换器1合成逆变器2的电能进行再生操作。在这种情况下，消除了零相电抗器两端的逆向直流电流，因此，零相电抗器的工作不会产生问题。
在两逆变器中，输出电压的零相分量主要包括三次谐波电压。虽然零相分量被零相电抗器吸收，但逆变器GTO元件特性的变化会稍稍引起直流电压分量或低频分量不规则变化。为了降低这些分量引起的零相电流，提供了一种使用霍耳元件的零相电流变压器15和零相电流检测电路128。而且，零相电压控制电路129为逆变器1和2有区别地控制馈送给PWM电路102和103的电压指令，以减少零相电流的低频分量。
在该电路中，如不使用霍尔电流变压器，则可以发现零相电流等于逆变器交流侧的三相电流之和。另外，参考号130和131对应于图6所述的坐标变换电路106、107，在此简单地图示了产生馈送给逆变器PWM电路的电压指令功能。
作为本发明特定应用的一个例子，现在描述这样一种情况，即不用极性相反的空间电压矢量指令，而把幅度和方向不同的空间电压矢量指令馈送给逆变器。为方便起见，在第二逆变器的电压指令相反的极性为正时，把下列两逆变器的输出电压之矢量和E＊1+E＊2提供给电动机。
假设第一逆变器的输出电压指令定义为E＊1＝(EU1，EV1，EW1)，第二逆变器的输出电压指令定义为E＊2＝(EU2，EV2，EW2)。
在这种情况下，施加于交流电动机的电压如下EM＝E＊1+E＊2＝E(EU1，EV1，EW1)+(EU2，EV2，EW2)＝(EU1+EU2，EV1+EV2，EW1+EW2)在这种情况下，不管两逆变器是根据相同设计还是不同设计制造的都可以使用。
例如，在如图3所示实施例中所描述的装置中，逆变器2的直流电源可以不包括变换器而仅包括一电容器来仅进行高次谐波补偿。为此，只要把从电压分配控制电路111馈送给逆变器2的电压分配命令简单地设置为零就足够了。
另一方面，由于调制方式会增大输出电压畸变，或者，由于GTO晶闸管最小脉宽等因素的限制，在低频率上不能容易地输出零电压及其附近的电压。在这种情况下，各逆变器可以不输出零电压而向电动机提供零电压。
三电平逆变器的某些调制方式，在零赫兹附近输出低电压时，可能使某逆变器臂电流导通时间过长，导致在具体元件上施加了过大的负荷。然而，上述方法可以通过把几赫兹适当幅度的信号作为共同偏压信号馈送给两逆变器，使在零赫兹附近输出作为它们之间的差的低电压，避免电流集中。
在图1所示的本发明的电路中，由于直流电源侧完全分开，因此，当提高逆变器利用系数而使用的具有许多三次谐波分量的调制方式不会影响电枢绕阻电流。
本发明电路的主要特征在于两逆变器1，2的输出能自动地合成而不需要诸如相间电抗器等部件，或者不需要对电流或电压进行平衡控制。因此，可以解决相间电抗器产生的电磁噪声、损耗、安装位置等问题。而且，相间电抗器方式引起的双倍电流将造成对于大电动机的电流过大的缺点，而本发明的方式可以提供双倍电压，从而可导致性能优越的电动机设计。
另外，还有另一种方法，其中，将逆变器1和2的载波置于异相，并且将相等的开关频率加倍，以改善输出电压波形。在把这种方法用于相间电抗器方式的情况下，对应于载波相位差的电压作用于电抗器上引起过大的噪声、然而，由于合成的波形改善之后的电压被馈送给电动机。因此，这种方法对本发明的方式是有利的。
在正常状态时，把电压的一半分配给两个逆变器的每一个。但即使电压分配比率变化，也不会发生问题。因此，逆变器1可以以不同于逆变器2的方式设计，第一逆变器1可以是三电平逆变器，第二逆变器2可以是图2所示的两电平逆变器。三电平逆变器和两电平逆变器使用相同的GTO晶闸管，三电平逆变器可以提供2倍于两电平逆变器电压的电压。因此，三电平逆变器和两电平逆变器组合后提供的容量是两电平逆变的容量的3倍。换言之，如果在本发明的电路中使用两个三电平逆变器，则可以提供4倍的容量。逆变器的另一种组合，可使产品成为容量比率为1∶2∶3.4的系列，这些产品可以适用于任何不同规格的电动机。
按常规，一个逆变系统一般设置一个直流电源，对于一个逆变器系统设置两个独立的直流电源的方案还未提出来过，因为看来没有意义。虽然本发明的两个电源系统似乎是不经济的，但该工作模式都是有益的，因为对于设计一个不能方便地把GTO晶闸管并联连接来制造大容量存储电动机振动系统的情况直流电源的容量需要两个变换器。
本发明的逆变装置的典型用途是用GTO逆变器矢量控制用于钢铁轧机的感应电动机或同步电动机。另一些用途包括电力推进船舶电机驱动控制或电气机车驱动控制。
另外，该逆变装置适用于驱动由频率控制的泵或鼓风机，或者适用于高速电梯的几百千瓦的IGBT逆变器。
而且，该逆变装置还可应用于驱动多部电动机，只要这些电动机的电枢绕组呈开式三角形。
尽管用专门的术语对本发明的最佳实施例作了描述，但这些描述仅用于说明的目的，应当理解，可以不脱离下列权利要求书的精神和范围作各种改变和变化。
权利要求
1.一种把直流电变换成交流电来驱动交流电动机的逆变装置，包含第一直流电源；基本上与所述第一直流电源隔离的第二直流电源；把所述第一直流电源的直流电转换成交流电的第一逆变器；把所述第二直流电源的直流电转换成交流电的第二逆变器，以及包括开式三角形电枢绕组的交流电动机，串联连接在所述第一逆变器的交流输出端和所述第二逆变器的交流输出端之间。
2.一种把直流电变换成交流电来驱动交流电动机的逆变装置，包含第一和第二直流电源;与所述第一和第二直流电源的共同正级和共同负极相连的电抗器;把所述第一直流电源的直流电变换成交流电的第一逆变器;把所述第二直流电源的直流电变换成交流电的第二逆变器;以及包括开式三角形电枢绕组的交流电动机，串联连接在所述第一逆变器的交流输出端和所述第二逆变器的交流输出端之间。
3.一种把直流电变换成交流电来驱动交流电动机的逆变装置，包含一共用直流电源;连接到所述共用直流电源正极和负极的电抗器;并联连接到所述电抗器输出端的电容器;把所述共用直流电源的直流电转换成交流电的第一逆变器;把所述电容器两端的直流电能转换或交流电的第二逆变器;以及包括开式三角形电枢绕组的交流电动机，串联连接在所述第一逆变器的交流输出端和所述第二逆变器的交流输出端之间。
4.根据权利要求2或3所述的逆变装置，其特征在于，所述电抗器对于零相电流分量呈高阻抗，并被用作零相电抗器以减少零相电流分量。
5.根据权利要求1至4之一所述的逆变装置，其特征在于所述第一和第二逆变装置是三相两电平电压型逆变器。
6.根据权利要求1至4之一所述的逆变装置，其特征在于，所述第一和第二逆变装置是三相三电平电压型逆变器。
7.根据权利要求1至4之一所述的逆变装置，其特征在于，所述第一逆变器是三相三电平电压型逆变器，所述第二逆变器是三相两电平电压型逆变器。
8.根据权利要求5或6所述的逆变装置，其特征在于，所述第一和第二逆变器使用高频脉宽调制方式，在该工作方式下，自灭弧型元件在每个交流输出周期完成多次开关操作，确定所述第一和第二逆变器开关频率的载波频率相等，且所述载波之间有相位差。
9.根据权利要求5至7之一所述的逆变装置，其特征在于，所述第一和第二逆变器使用高频脉宽调制方式，在该工作方式下，自灭弧型元件在每个交流输出周期完成多次开关操作，所述第一逆变器的开关频率高于所述第二逆变器的开关频率。
10.根据权利要求1所述的逆变装置，其特征在于，它还进一步包含包括连接到市电上的初级线圈和两个相互隔离的次级线圈的变压器;所述第一和第二逆变器包括高效变换器，所述次级绕阻向该变换器提供交流电。
11.根据权利要求2或4的逆变装置，其特征在于，所述第一直流电源具有再生变换器，所述第二直流电源具有不能再生的单向变换器，所述电动机通过在所述第一直流电源内变换再生电能，完成功率再生。
12.根据权利要求1所述的逆变装置，其特征在于，所述第一直流电源的电压设置成低于所述第二直流电源的电压，所述第一逆变器的容量小于所述第二逆变器的容量。
13.根据权利要求8所述的逆变装置，其特征在于，馈送给所述第一逆变器和第二逆变器的输出电压命令的矢量幅度相等，极性相反，以把逆变器的输出电压累积施加于所述电枢绕组上。
14.根据权利要求1至12之一所述的逆变装置，其特征在于，馈送给所述第一逆变器和第二逆变器的输出电压指令的矢量至少在幅度和方向上有一项不同，提供给所述电动机的电压为矢量之差。
15.根据权利要求1至14之一的逆变装置，其特征在于，所述第一和第二逆变器使用脉宽调制方式，在该调制方式下，所述第一逆变器和所述第二逆变器之间的共同电压包括三次谐波，但该三次谐波并不出现在输出线之间的电压上。
16.根据权利要求9所述的逆变装置，其特征在于，所述第二逆变器的输出电流额定值小于所述第一逆变器的输出电流额定值，所述第二逆变器包括一变压器，以使其输出电流额定值与所述第一逆变器的输出电流额定值一致。
17.根据权利要求1至14之一所述的逆变装置，其特征在于，它还进一步包含控制所述交流电动机激励电流和转矩电流的控制电路;一电压分配电路，它将所述控制电路产生的激励轴电压指令与转矩轴电压指令按预定比例分配并提供给第一逆变器的调制电路与第二逆变器的调制电路。
18.根据权利要求2至4之一所述的逆变装置，其特征在于，它还进一步包含检测在所述电抗器中流动的零相电流的检测电路;以及对至少馈送给所述第一逆变器和所述第二逆变器之一的电压命令内的零相分量进行控制以减少所述零相电流的控制电路。
全文摘要
一种逆变装置，包括为第一逆变器和第二逆变器分开设置的绝缘的直流电源，两直流电源的正极端和负极端用具有阻抗的电抗器，例如零相电抗器与之并联连接以减少同相电流，或者包括一共用直流电源。用以减少同相电流的电抗器安装在两逆变器直流输入端的正负极之间，从而防止同相电流经逆变器之间的直流侧。在该逆变装置中，包括开式三角形电枢绕组的交流电动机，串联连接在第一逆变器和第二逆变器的交流输出端之间。
文档编号H02P27/08GK1102919SQ9411584
公开日1995年5月24日 申请日期1994年8月24日 优先权日1993年11月9日
发明者川畑隆夫, 河面英则, 赤松昌彦 申请人:川畑隆夫, 三菱电机株式会社