而是W系统的电 源频率被进行开关动作控制，因此能够实现开关动作损耗的降低。此外，通过3级逆变器电 路120和电桥电路130的构成来实现5级的输出，由此能够减少开关元件的数量，能够实现 小型且低成本的构成。
[006引图8是表不5级的电压、输出电压化的目标值化*的关系的图，图9是表不图8的时间划分、电压划分W及开关动作模式的关系的图。在图8中，涂上灰色的范围表示电压 的可能取得的范围。
[0064] 从该些图可知，在输出电压化的目标值化*处于0~Vdc/2的范围时 (时间划分I、III)，通过PWM控制，结果反复进行图6所示的4个状态中的、状态CP4 -CP2 -CP4 -CP3 -CP4 -CP2 - ?该种状态转变。此夕F，在输出电压化的目 标值化*处于Vdc/2~Vdc的范围时（时间划分II)，通过PWM控制，结果反复进行图6所 示的4个状态中的、状态CP2 -CP1 -CP3 -CP1 -CP2 -CP1 - ? ??该种状态转变。
[0065] 此夕F，在输出电压化的目标值化*处于0~-Vdc/2的范围时（时 间划分IV、VI)，通过PWM控制，结果反复进行图7所示的4个状态中的、状态CP5 -CP6 -CP5 -CP7 -CP5 -CP6 - ?该种状态转变。此夕F，在输出电压化的目 标值化*处于-Vdc/2~-Vdc的范围时（时间划分V)，通过PWM控制，结果反复进行图7所 示的4个状态中的、状态CP6 -CPS-CP7 -CPS-CP6 -CPS- ? ??该种状态转变。
[0066] 图10是对输出电压化进行了PWM控制时的PWM调制电压Vu_pwmW及目标值化* 的波形图。在此，S角波Vcrll、Vcrl2是输出电压为0~Vdc时的PWM调制用的参考电压 波形。信号巧是目标值化*的绝对值信号。
[0067] 像该样，在目标电压化*处于0~Vdc/2的范围内时，W0和Vdc/2该2个值进 行PWM调制，在目标电压化*处于Vdc/2~Vdc的范围内时，WVdc/2和Vdc该2个值进行 PWM调制。同样，在目标电压化*处于0~-Vdc/2的范围内时，W0和-Vdc/2该2个值进 行PWM调制，在目标电压化*处于-Vdc/2~-Vdc的范围内时，W-Vdc/2和-Vdc该2个值 进行PWM调制。
[0068] 该样，由于利用多个电压电平通过PWM调制来生成正弦波电压，因此流过电感器 11、L2的脉动电流变小，电感器11、L2所产生损耗得到降低，因而能够使用小型的电感器 L1、L2。
[0069] 图11是在使用于系统互连的情况下，产生4个前级开关元件S1~S4W及4个后 级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W的栅极信号的驱动控制部201的框图。在图11中，各信号 的含义如下。
[0070] iu* ;输出电流的目标值
[0071] iu;输出电流的检测值 [00巧化*;电压目标值
[007引化；电压检测值
[0074] A化；电压校正值
[0075] 由该驱动控制部201和图1所示的逆变器装置101构成电力系统互连逆变器装 置。
[0076] 在图11中，PI控制部41W输出的电流误差（iu*-iu)为基础，通过PI运算来求 出使该电流误差（iu*-iu)减少的方向的电压校正值A化。
[0077] 通过对系统的电压检测值化加上电压校正值A化来进行校正，成为电压目标值 Vu*。
[007引符号转换部60对输出电流的检测值iu的零交叉（zerocross)进行检测，对后级 开关元件S1U、S2W赋予栅极信号。符号转换部60在电流值iu为正时输出高电平的信号。 NOT电路G1对符号转换部60的输出信号进行反转来对后级开关元件S2U、S1W赋予栅极信 号。
[0079] 反转部70进行电压目标值化*的符号反转，将电压目标值化*的半周期信号（正 的全波整流波形那样的信号）巧赋予给调制部1。
[0080] 图12是表示图11所示的、驱动控制部201的电压目标值化*的产生部的详细构 成的图。
[0081] 正弦波产生部31产生输出电流的目标值iu*的信号（正弦波）。该正弦波是与系 统的电压相位同相的（同步的）信号。如上所述，PI控制部41W电流误差（iu*-iu)为基 础，通过PI运算来求出使该电流误差（iu*-iu)减少的方向的电压校正值A化。系数部51 对（化+A化）乘W给定的系数来生成电压目标值化*。该系数根据反馈增益来决定。
[0082] 图13是W电压目标值化*为基础来产生4个前级开关元件S1~S4W及4个后 级开关元件SlU、S2U、SIW、S2W的栅极信号的部分的详细图。
[0083] 反转部70进行电压目标值化*的符号反转，将电压目标值化*变换为正的半周期 信号巧，并赋予给调制部1。
[0084] 调制部1由PWM调制部81和开关元件驱动部91构成。PWM调制部81将用S角波 对目标值化*的周期信号进行了调制的信号赋予给开关元件驱动部91。PWM调制部81由 2个S角波Vcrll、Vcrl2的产生部和2个比较器构成。
[0085] 图14是表示基于PWM调制部81的输出信号Q11、Q12W及开关元件驱动部91的 输出信号的开关元件S1~S4的状态的图。
[0086] 通过W上所示的构成，从逆变器装置101向电力系统注入正弦波电流。而且，通过 对电压目标值化*进行校正使得输出电流的检测值iu等于目标值iu*，从而进行反馈控制， 向系统注入目标值的电流。
[0087] <实施方式2〉
[008引图15是实施方式2所设及的逆变器装置的电路图。
[0089] 在实施方式2所设及的逆变器装置102中，在第1输入端IN1与第2输入端IN2 之间连接有3级逆变器电路121。3级逆变器电路121具备串联连接在第1输入端IN1与 第2输入端IN2之间的第1前级开关元件S1、第2前级开关元件S2、第3前级开关元件S3 W及第4前级开关元件S4。
[0090] 在第1前级开关元件S1与第2前级开关元件S2的连接点、和第3前级开关元件 S3与第4前级开关元件S4的连接点之间，串联连接有二极管D1、D2。此外，在第1输入端 IN1与第2输入端IN2之间，串联连接有电容器C1、C2。电容器C1、C2分别为相同容量。二 极管D1、D2的连接点与电容器C1、C2的连接点连接。二极管D1、D2和电容器C1、C2相当 于本发明的中间电压输出电路。
[0091] 电桥电路130W及电感器L1、L2等其他构成与实施方式1相同，因此省略说明。
[0092] 图16是表示4个前级开关元件S1~S4的状态、4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、 S2W的状态、W及端子U-W的输出电压化的瞬时值（端子U-W的瞬时电压差）的关系的图。 图17是表示图16所示的状态CP1~CP3下的电流路径的图。图18是表示图16所示的状 态CP4~CP6下的电流路径的图。
[009引如实施方式1中所说明的那样，在输出电压化的目标值化*处于0~Vdc/2的范 围时，通过PWM控制，反复进行图17所示的3个状态中的、状态CP3与状态CP2的状态转变。 此外，在输出电压化的目标值化*处于Vdc/2~Vdc的范围时，通过PWM控制，结果反复进 行图17所示的3个状态中的、状态CP1与状态CP2的状态转变。
[0094]由于电容器C1、C2的容量大，因此在电流通过电容器C1、C2的情况下，输出电压Vo为Vdc/2。
[00巧]此外，在输出电压化的目标值化*处于0~-Vdc/2的范围时，通过PWM控制，反 复进