一种直流-交流逆变器的控制方法
【技术领域】
[0001 ] 本发明涉及直流-交流变换领域，具体来说是指一种直流-交流逆变器的控制方 法。
【背景技术】
[0002] 直流-交流逆变器是工业上最常见的电源转换器之一，它被广泛应用于新能源、 电网、汽车电子以及不间断电源等领域。此类电源的数字控制方法是电力电子研究的一个 热点方向。相较于模拟控制方法，数字控制方法因具有可重复编程性、更好的抗噪能力以及 对使用条件不敏感等优点而受到研究者更多的关注。
[0003] 尽管从二十世纪九十年代开始，数字控制方法逐渐应用到直流-交流逆变器，且 性能已经展现出优势。但是，模拟控制器仍然长期处于主要地位，针对直流-交流逆变器， 数字控制方法市场份额较小。随着微电子工艺的发展，在成本和尺寸方面的制约逐渐被打 破，数字控制方法也因其优越的性能而受到设计者的青睐。数字控制方法的研究热点目前 主要集中于逆变器的自动稳定运行、系统级集成、实时有效监控和优化以及能改善瞬态性 能和减小总谐波失真的非线性控制等方面。
[0004] 直流-交流逆变器一般由开关周期和高电平时间两个控制变量控制。如图1所示， 一个开关周期内两个控制信号（实线的PWM信号1和虚线的PWM信号2)的变化情况如下： 两信号占空比相同，即T 1= T2;而两信号的周期内首次电平跳变时间不同，即τ 2> T1。电感 电流在此周期内的变化量相同，即A Iu= A I W而电容电压在信号1驱动下的增量AVci 大于图1揭示了一个现象：相同占空比、不同高电平跳变时间的脉冲宽度调制信号 对电容电压，即本发明中的输出电压的控制效果不同。电路参量中τ的取值会影响输出电 压的变化，从而影响电路的可靠性、稳态特性和瞬态特性。
【发明内容】
[0005] 针对上述问题，本发明提出了一种瞬态特性和总谐波失真都要优于现有技术的直 流-交流逆变器的控制方法，所述直流-交流逆变器由脉冲宽度调制信号（d)驱动，并包括 由电感和电容组成的滤波电路，该方法包括：
[0006] a.将开关周期（TJ、电平跳变时间（τ D、高电平时间（T1)作为所述控制方法的控 制变量；
[0007] b.将一个开关周期（Te)分成[0 ; τ J、[ τ 1; τ 1+TJ、[ τ 1+T1;T J三个时间段，列 出每个时间段中电感的电流变化量、电容的电压变化量的表达式；
[0008] c.将所述三个时间段的每个时间段的电感的电流变化量、电容的电压变化量分别 加和，得到一个开关周期内电感的电流变化量和电容的电压变化量的表达式；
[0009] d.从步骤c中的表达式推导出电平跳变时间（τ J、高电平时间（T1)关系式；
[0010] e.从所述关系式计算出电平跳变时间（^)、高电平时间（T1),从而以开关周期 CU、电平跳变时间（T1)、高电平时间（T1)进行控制。
[0011] 其中，所述开关周期CU是脉冲宽度调制信号（d)的周期，电平跳变时间（τ D是 从开关周期开始到首次产生电平跳变的时间，高电平时间（T1)是开关周期内首次产生电平 跳变到电平再跳回的时间。
[0012] 其中，一个开关周期内电感的电流变化量通过施加到直流-交流逆变器上的电流 传感器测得。
[0013] 其中，一个开关周期内电容的电压变化量通过增加用于存储两个相邻开关周期之 间的电容电压差的寄存器得到。
[0014] 本发明改变了现有技术中脉冲宽度调制信号的产生模式，将一个开关周期划分为 三个部分，由开关周期、电平跳变时间、高电平时间三个控制变量进行控制，相比于现有技 术中直流-交流逆变器的控制方法仅由开关周期和高电平时间两个控制变量控制的方法， 本发明由两个控制变量改为三个控制变量，可以准确的体现出相同占空比不同高电平跳变 时间的脉冲宽度调制信号对电容电压的不同控制效果，因此该方法与现有技术相比可以极 大地加快直流-交流逆变器在负载突变的情况下响应恢复的时间和幅度，且有效降低输出 正弦信号的总谐波失真。
【附图说明】
[0015] 通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它 特征、目的和优点将会变得更明显：
[0016] 图1是相同占空比、不同高电平跳变时间对状态变量的影响示意图；
[0017] 图2是本发明提出的一种直流-交流逆变器的控制方法的流程图；
[0018] 图3是本发明提出的直流-交流逆变器的控制系统的框图；
[0019] 图4是直流-交流逆变器的控制模型结构图；
[0020] 图5是脉冲宽度调制信号的波形图；
[0021] 图6是根据本发明的实施例对总谐波失真的仿真图。附图中相同或相似的附图标 记代表相同或相似的部件。
[0022] 图7是根据本发明的实施例对负载瞬态变化的仿真图。
【具体实施方式】
[0023] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的实施 例作详细描述。
[0024] 下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终 相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附 图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
[0025] 下文的公开提供了许多不同的实施例或例子用来实现本发明的不同结构。为了简 化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且 目的不在于限制本发明。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或字母。这种 重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施例和/或设置之间的关系。
[0026] 下面参考图2~图4来说明本发明。
[0027] 如图2所示，本发明提供了一种直流-交流逆变器的控制方法。该直流-交流逆 变器由脉冲宽度调制信号d驱动，且该直流-交流逆变器具有由电感L和电容C组成的滤 波电路，该控制方法包括：
[0028] a.将开关周期?；、电平跳变时间τ i、高电平时间T1作为所述控制方法的控制变 量，其中开关周期?；是脉冲宽度调制信号d的周期，电平跳变时间τ i是从开关周期开始到 首次产生电平跳变的时间，高电平时间T1是开关周期内首次产生电平跳变到电平再跳回的 时间；
[0029] b.将开关周期Te分成[0 ; τ J、[ τ 1; τ 1+!\]、[ τ 1+T1;T J三个时间段，对于其中 每个时间段，分别将电感L的电流的变化量、电容C的电压的变化量用开关周期?；、电平跳 变时间τ i、高电平时间T1、以及与电感L与电容C的电流或电压来表示；
[0030] c.将所述三个时间段的每个时间段的电感L的电流的变化量、电容C的电压的变 化量分别加和，得到一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压 的变化量用开关周期?；、电平跳变时间τ i、高电平时间T1、以及与电感L与电容C的电流或 电压的表不式；
[0031] d.在给定开关周期?；的情况下，从一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个 开关周期内电容C的电压的变化量的表示式中，推导出电平跳变时间τ i、高电平时间！\用 电感L与电容C的电流或电压、一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电 容C的电压的变化量的关系式；
[0032] e.从所述关系式计算出电平跳变时间T1、高电平时间T1，从而以开关周期?；、电 平跳变时间T 1、高电平时间T1进行控制。
[0033] 图3是本发明的一个实施例中的直流-交流逆变器的控制系统的框图，接下来，将 结合一个【具体实施方式】对本发明提出的方法进行详细描述。
[0034] 如图4所示，一个基本的直流-交流逆变器由脉冲宽度调制信号d驱动，控制功率 开关管的导通或者关断。电路中的滤波器件由电感L和电容C组成，并通过负载RJ且值的 变化产生扰动，对输出电压V。产生影响。此电路中重要的状态变化包括电感电流込和电容 电压V c。本发明的说明中还将用到电容电流Ic和负载电流I。这两个变量。
[0035] 首先，需要建立图4所示的直流-交流逆变器的一阶离散时间状态空间模型。需 要注意的是，在接下来的设计中，忽略了电容的等效串联电阻（ESR)，故输出电压V ci可视为 与电容电压Ve相等。假设在一个开关周期1\内，负载电流I ^只有很小的变化，即负载电流 的变化量趋近于O(AIcXk)~0)，则在一个开关周期?；内，输入变量可假设为不变。基于 以上假设和分析，直流-交流逆变器的一阶离散时间状态空间模型可表示为：
[0036]
[0037]
，为该一阶离散时间状态空间模型的状态变量，即第k个开 关周期的变量值，x(k+l)则是第k+Ι个开关周期的变量值；u (k)为输出变量，当IGBT1导通
3逆变器行为特性可通过对离散时间 状态空间的描述进行分析。本发明提出的控制器目标就是在下一个开关周期使得电感电流 和电容电压等于开关周期最末时刻的参考电流和电压。
[0038] 接着将开关周期?；、电平跳变时间τ i、