专利名称：具有第二交流/直流逆变器的电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种具有一个将交流电压转换为直流电压的逆变器的电路，该逆变器具有一个具有两个二极管和一第一中心端子的二极管半桥、一个具有两个开关和一第二中心端子的开关半桥、一个高频电感及与该高频电感串联的两个接头，用于在两个中心端子之间连接市电电压(mains voltage)源，一第一直流路径，其依靠二极管半桥中的第一二极管和一个导电接头连接至第一中心端子，且依靠开关半桥中的第一开关和一个导电接头连接至第二中心端子、和一第二直流路径，其依靠二极管半桥中的第二二极管和一个导电接头连接至第一中心端子，且依靠开关半桥中的第二开关和一个导电接头连接至第二中心端子。
背景技术：
从WO01/33915A1中可以了解到此种电路的有关知识。此种电路具有用于将来自市电电压源的交流电压转换为直流电压的第一逆变器。第二逆变器将该直流电压转换成可为一个数据投影仪的高压气体放电灯供电的交流电压。没有为操作控制设备提供逆变器。
发明内容
本发明的目的是改进该电路，特别是说明了一个以浮动的低压范围提供功率的逆变器。
依靠权利要求1的特征可以实现此目的。根据本发明，该逆变器具有一个用于将交流电压转换成第二直流电压的第二逆变器。该第二逆变器与第一逆变器集成在一起，因此节省了用于转换电压的元件。
有利地，市电电压源、该逆变器的一个输入端和高频电感形成一个串联电路。因此，高频电感中流动的高频电流可用于提供进一步的浮动电压源。
有利地，通过第二逆变器传送的能量是频率相关的。通过改变频率可以调整在第二逆变器的输出端发射的功率。以此方式可以将第二逆变器的输出端处的电压设置为一个期望值。
有利地将该逆变器设置在高频电感和市电电压源之间。这使得该逆变器不易于发生错误。
该逆变器可容易地具有一个变压器。该变压器具有绕组，通过该绕组可以容易地产生期望的浮动电压。位于变压器的次级侧上的整流器将初始提供可用的交流电压转换为操作电子信号电路所需种类的直流电压。
该逆变器可容易地具有一个谐振电容。依靠谐振电容和通过使开关半桥的切换频率与谐振频率匹配近似匹配可容易地对通过第二逆变器的能量传送起作用。在第一实施例中，谐振电容与变压器的输入绕组并联。在第二实施例中，谐振电容位于高频电感和变压器的中点与两个直流路径的一个之间的接头处。
该逆变器有利地具有一个控制装置，其将开关半桥中的晶体管交替切换为导通与截止的频率控制在从50Hz至1000Khz的范围之内，有利地控制在从200至800KHz的范围之内，且特别是在300与580KHz之间。高的切换频率允许逆变器的无功部分做的特别小。如果，通过选择合适的导通/截止次数，对电流波形进行选择使得高频电感中的电流符号在每个高频切换循环中反向两次，则能使开关半桥以特别小的损失来操作。此外，通过改变开关切换为导通和截止的时长，能在宽的限度内改变逆变器的电流的平均值，即，从逆变器输出的没有高频变化的电流的平均值。以此方式有效地设置导通/截止次数，以在电流源系统上产生类似于正弦波的电流波形。如果从第二逆变器输出的电压比所期望的要低，则控制装置就减少操作频率和能量传送为最大的频率之间的差；且如果从第二逆变器输出的电压比所期望的要高，其就将增大操作频率和能量传送为最大的频率之间的差。
在正市电电源半波期间对应于高频电感中的小于零的电流的瞬时值形成一个电流参考值；一个低于该参考值的下降引起第一开关截止和第二开关导通；形成一个频率，频率越高，从逆变器输出的电压超过所期望的输出电压的数量值也越大；已提及的频率脉冲的产生引起第二开关截止，而第一开关导通；第一开关的导通时间不能下降的低于一个预定的最小值。
而在市电电源半波期间对应于高频电感中的大于零的的电流的瞬时值形成一个电流参考值；
一个高于该参考值的上升引起第二开关截止和第一开关导通；形成一个频率，频率越高，从逆变器输出的电压超过所期望的输出电压的数量值也越大；已提及的频率脉冲的产生引起第一开关截止，而第二开关导通；第二开关的导通时间不能下降的低于一个预定的最小值，其中如果二极管电桥侧的市电电源接头的电势低于另一个接头的电势，就将市电电源电压计为正，而如果市电电源电压源、逆变器和高频电感中的电流以朝向开关半桥的方向流动，就将这些电流计为正。
该逆变器有利地具有一个输入电容，在通过市电电源的零点期间输入电压通过该输入电容变得可用。这保证了对于每个半波的、且特别是对于通过来自市电电源的电压的零点的电流的流动，因此确保了第二逆变器的连续功率输出。同时，其减少了不需要的高频电流的比例，该不需要的高频电流的路径是从逆变器到电流源系统上。
输入电容处的电压有利地由控制装置如此限制，以使其值既不为零也不与逆变器的输出电压值相同。例如，其可通过防止第二半桥的开关的占空因数跑出一个确定的值范围(例如5％至95％)来实现，占空因数下面也称为工作周期。占空因数定义为开关导通的时长与切换周期的总时间长度的比率。通过独立于电流限制开关和开关半桥的占空因数有利地限制了输入电容处的电压。控制装置以这样的方式设置该逆变器的平均电流以便输入电容处的电压、输入电容处的电压与该逆变器的输出电压之间的差都未下降到低于一个最小值。
参照此后描述的实施例，本发明的这些和其它方面将显得明了，且下面将说明这些方面。
图1显示了一个具有一个放电灯的电路；图2显示了具有门控器件的逻辑切换电路；图3是一个相对于时间的曲线图，显示了在正半波期间高频电感中的电流波形；图4是一个相对于时间的第二曲线图，显示了在负半波期间高频电感中的第二电流波形；图5显示了位于一个电路的输出端的、用于检测多个市电电压的极性的信号的波形；
图6显示了一个切换信号；及图7显示了一个包含在包络曲线内的市电电流的波形。
具体实施例方式
图1显示了一个具有逆变器2、3和4，一个控制装置5和一个高压气体放电灯6的电路1。逆变器2由一个市电电压源7供电并将来自其中的交流电压转换成直流电压。逆变器2具有一个具有一个中心端子9的无源二极管半桥8，下面也称为二极管电桥，及一个具有一个中心端子11的场效应晶体管半桥10，下面也称为FET电桥、晶体管电桥或开关电桥。市电电压源7具有两个接头12和13。接头12连接至二极管电桥8的中心端子9。接头13连接至一个输入电容14并经过一个包括了一个电流测量元件15、一个变压器17的绕组16和一个高频电感18的串联电路连接至开关电桥10的中心端子11。一个谐振电容19与变压器绕组16并联。接头13也称为逆变器2的输入端。绕组16和电感18都是采用线圈的形式，并形成了一个线圈组合16，18。中心端子11也称为线圈组合16，18的右手端。
第一直流路径20借助于二极管电桥8中的第一二极管21，并经由导电接头22和23连接至中心端子19，并由此连接至市电电压源7。第一直流路径20也借助于一个下面也称为开关或晶体管的半导体功率开关24连接到晶体管电桥10的中心端子11。
第二直流路径25借助于二极管电桥8中的第二二极管26，经由导电接头23，并经由另外一个导电接头28连接至中心端子19，并由此连接至市电电压源7。第二直流路径25也借助于一个下面也称为开关或晶体管的半导体功率开关29连接到晶体管电桥10的中心端子11。中心端子11借助于导电接头27连接到电源开关24和29。
晶体管24和26由控制装置5经由驱动器30和31操作，一个用于限制当将电流从开关24切换到开关29或反之亦然时的电压的转换率的换向电容32，也称为dV/dt电容，其有利地减少了当将从高频电感流出的电流从开关24和29的一个切换为另一个时产生的损失。此外，以此方式减少了由切换产生的高频噪声。一个输出电容35被安排在两个直流路径20和25之间，并平滑了来自逆变器2的输出电压。此电容上的电压对应于逆变器的第一输出。其也为市电电压接近于零期间的时段存储能量。路径20和25上的正常电压为400伏，并将此电压加到第三逆变器4上。因此逆变器2是一个升压逆变器，其将来自低电压的市电电压源的能量转换为一个较高电压的负荷。第三逆变器4将400伏的直流电压转换成一个规定的交流电流，随之将其提供给放电灯6。
逆变器3包括一个具有其绕组16的变压器17、一个谐振电容19、一个包括了两个二极管37和38的整流器36与一个平滑电容39。变压器17还具有第二浮动绕组40，其两端各自连接到二极管37和38中的一个。绕组40的中间绕组抽头41设置为地电势42。二极管37和38连接到浮动绕组40的两端，且如此连接使得它们能整流在浮动绕组40中感应的交流电压。在整流器36的输出端43和地电势42之间的是平滑电容39和5伏的电压。显示的、负责所谓半波整流的电路特别适合于低输出电压。不仅如此，还有其他可能的用于变压器的输出侧的配置和特别的具有另外的绕组抽头或另外的输出侧绕组的全波整流器件或电路，以提供多个不同的彼此之间具有固定关系的输出电压。输出端43特别适合于给投影仪的不同信号部件提供电流，例如微处理器，因为该信号部分一般具有一个金属接头以自由可拆卸的连接插座，及由此必需的与交流市电电源分离。对于变压器有利的是并非插到开关电桥的中心端子而是插到市电接头的一侧，因为在此仅产生较小幅度的类似正弦波形式的交流电压，与其他情况相比可期望相当大地减少高频噪音。由于相同原因，可在变压器连接到输入电容的点上进行逆变器的输入电流的测量。
控制装置5具有一个含有一个处理器和外围存储器的微处理器48、一个检测电路45、一个比较器46、一个压控振荡器47和一个逻辑电路48。导电信号线49，50和51从压控振荡器47连到逻辑电路48，从检测电路45连到逻辑电路48，及从比较器46连到逻辑电路48。
接头52和53形成了逆变器的输入端52，53。
图2显示了逻辑电路48，其具有三个异或门58、59和60，一个与门61，一个D触发器62和三个延迟元件63、64和65，这些在下面将被称为门控元件58、59、60、61、62、63、64和65。D触发器62具有一个总是被设为逻辑“1”的输入端66(D输入)，在以下也称为逻辑“高”。D触发器62还具有一个输出67和一个相反的输出68。异或门58、59、60在下面也称为ExOR门。
图3显示了一个比零大的市电电压的相对于时间的曲线70，其中绘出了高频电感的电流波形71对于时间的一个片段。电流波形是Z字形的，且以处于300KHz和550KHz之间的一个频率切换。参考值72标记为电流的下限，下面也称为低于一个阈值。如果电流下降的低于此限度，开关半桥10就完全改变，这意味着开关24被截止和开关29导通，由此电流又上升。在另一时间点73，开关半桥10再次改变，这意味着开关29截止和开关24导通，由此电流又下降。
图4显示了一个比零小的市电电压的相对于时间的曲线80，其中绘出了高频电感18的电流波形81相对于时间的一个片段。电流波形是Z字形的，将参考值82标记为电流的上限。如果电流上升的高于此限度，开关半桥10就改变，这意味着开关29截止和开关24导通，由此电流又下降。在时间点83和84，开关半桥10再次改变，这意味着开关24截止和开关29导通，由此电流又上升。
图5显示了电压信号91的相对于时间的曲线90，其出现在线路50上。当市电电压大于零时，将信号91设置为逻辑“1”，且信号91由检测电路45产生。
图6显示了一个来自压控振荡器47的切换信号，其出现在线路49上，并以其时钟输入切换D触发器62。
图7显示了在电压源7处的Z字形电流波形110。该电流波形由为类似正弦波形的包络曲线111和112定义。两个包络曲线的频率是50到60Hz，并对应于市电电压的频率。在市电电压穿过零点处，有一个其电流波形在零附近变化的时间域113，其意思是平均的市电电流在此域中消失。
电路1的操作可如下所述市电电压源的主频率在50和60Hz之间。逆变器2的操作频率在310KHz和550Kz之间，并由晶体管24和29的切换周期确定。包含有线圈组合16，18和谐振电容19的电路的谐振频率是310KHz。
控制装置5控制逆变器2的操作频率和占空因数。如果操作频率升至550KHz，则操作频率移离了谐振频率，结果是逆变器3的输出端的电流下降，如果操作频率降低至310KHz，则操作频率接近于谐振频率，结果是逆变器3的输出端的电流上升。将也简称为VCO的压控震荡器47的操作频率的范围限制为高于谐振的频率是有用的，因为低于此点将能量传送到变压器的次级侧的传送能力又下降了。这将等价于控制方向的符号的反向，其可容易地导致不稳定和振荡。
控制装置5因此将频率控制在一个频率范围之内，以这样的方式为办公和消费电子产品领域中的设备的信号部分设置足够的能量供应。具体而言，以此方式调整频率使逆变器3的输出电压恒定。此类设备是数据和视频投影仪、电视系统或带有监视器的计算机系统。监视器为由具有液晶显示的、或简称为LCD的平面屏幕制造成的监视器或用阴极射线管装配成的监视器。例如，在LCD显示器中，背景灯可取代高压气体放电灯，同时信号部分可与投影仪的信号部分相比拟。
在正常操作中，逆变器2的输出电压是400伏。出现在市电电源上的最大电压是大约360伏。
市电电源电压的正半波意味着是分配给输出端13的是正极，分配给输出端12的是负极。二极管21阻断，而二极管26切换为导电。由于与操作频率相比市电频率实际为零，所以对于逆变器的几个切换周期来说，市电电压的瞬时值可看作是恒定的。然后，作为控制装置5的功能的、用于晶体管24和29的一个切换周期的逆变器2的操作可描述如下如果晶体管24被导通，则在逆变器2的输入端13呈现的是市电电压的瞬时值，而在线圈组合16，18的右手侧呈现的是逆变器2的输出电压，其通常大于产生的最高的市电电压。因此，线圈组合16，18两端的电压与正电流方向相反，所述电流以电压源7的方向被驱动。电流变小或更为负值。电流变得比由微处理器44设定的阈值72低，比较器46切换。逻辑电路48切换晶体管24截止，过一段停止时间之后，导通晶体管29。
在切换晶体管24和29之后，中心端子11处的电压，即线圈组合16，18的右手端的电压是零伏。现在假设市电电压源是处于过零以外的一点，然后，逆变器2的输出端1 3处的电压高于晶体管24和29的中心端子11处的电压，且电流升高。电流上升的相位受VCO47限制。在预定的时段之后，VCO47在时刻73产生一个脉冲。逻辑电路48又将晶体管24和29切换回去，即在一个停歇时间之后，又将晶体管29切换为截止，将晶体管24切换为导通。
在市电电源的负半波中，二极管21切换为导电，而二极管26阻断。控制装置5的控制功能现在相互交换，VCO47和比较器46的功能特别地也相互交换。
在晶体管24和29的一个切换周期中，在时刻83和84，VCO47切换晶体管29截止和晶体管24导通。当达到阈值82时，比较器46切换晶体管29截止和晶体管24导通。
因此，由晶体管24和29的切换产生的是在线圈组合16-18处总是呈现有高频交流电压。即使当来自电压源7的电压处于通过零处时，此原理继续适用。然后，依靠电容14保持电压差。当在通过零点附近将输入到逆变器的平均输入电流设置为零时，二极管21和26阻断，因此将市电电压源7从逆变器2切断开。然而，特别难于通过一个电流调整装置将电流精确设置为零。通过限制开关24和29的占空因数较易于实现如此设置。占空因数被定义为特定的导通时间与切换周期的总时间长度的比率。如果将限制电流，特别是如果其平均值恒定，则线圈组合处的平均电压必须相当长时间为零。所以，如果开关24的占空因数为10％，而开关29的占空因数因此为90％，其意味着开关电桥10的中心端子11处的平均电压为逆变器2的输出电压的10％。输入电流然后改变直到输入电压也已经达到相同的平均值的时刻。如果在正半波期间市电输入电压降到此值之下，则逆变器的输入电流将变成负值。然而，二极管26不允许如此。市电电流和由此的平均逆变器的输入电流也因此在此时刻设置为零，输入电容14处的电压保持恒定。
依靠延迟元件63实现的是在正市电电源半波期间晶体管29的占空因数不能升高到多于90％，而在负市电电源半波期间不能降低到低于10％。依照此种方式，保证了在正市电电源半波期间电容14处的电压不会降低到低于逆变器2的输出电压的10％，也不会在负市电电源半波期间升高到高于输出电压的90％。由此，电路的谐振部分处的有效电压总是高于40V。依靠门控元件58、59、60、61、62、63、64和65可实现该占空周期和对占空周期的限制。特别地，由延迟元件63施加的、与VCO频率相结合的延迟时间是限制占空因数的关键因素。
延迟元件64和65的每一个都延迟输入信号的上升沿，而不延迟其下降沿。延迟元件64和65可用计数器或多频振荡器来实施，下面也称为可再触发单稳多频振荡器。
然后，可如下描述逻辑电路48的操作，特别地允许设置占空因数如果市电电压和市电电流为正，则信号91是逻辑“高”，二极管26导通。然后来自VCO47的正向沿置位D触发器62，其输出67变为逻辑“1”态，因此其负输出68变为逻辑“0”。由于加到异或门59上的第二输入端的信号线50上的信号被设置为逻辑“高”，所以在异或门59的输出产生逻辑“0”。此状态立刻由延迟元件64传递到功率晶体管29。在ExOR60的输出端产生逻辑“1”，此信号经过由延迟元件65的一个延迟之后传递到晶体管24。此信号延迟保证两个晶体管24和29决不同时导电。
已描述的时刻是由时间曲线70上的时刻73表示的时刻。由于逆变器2的输出端11处的输出电压经由切换为导通的晶体管24抵消了市电电压和市电电流，所以线圈18中的电流开始下降，如电流波形71所示。当电流值下降的低于由微处理器44设置的参考值72时，在比较器46的输出端产生逻辑“0”信号。此信号被回馈到ExOR门58。由于信号线50上的逻辑“1”将加到后者的第二输入端，所以在此时刻在后者的输出端产生逻辑“1”。逻辑“1”信号将经由与(AND)门61被回馈到D触发器62的复位输入端，其然后复位。与门61与延迟元件63结合，在复位D触发器62之前，与比较器46的状态无关地，产生一个可被观察到的最小时长ΔT1。此结果是具有一个最小值，低于此最小值晶体管24的占空因数不会下降。从最小时段ΔT1和VCO 47的频率的乘积即，从ΔT1*FVCO计算出占空因数。按这样的方式选择最小时段ΔT1即使在通过零位期间，在电容14处维持保证逆变器3将持续操作的残留电压。如果在输出端67处产生逻辑“0”，则ExOR门59的输出被设置为逻辑“1”。此信号被有一个延迟地回馈到功率晶体管29。同时，负输出端68变为逻辑“1”，且ExOR门60的输出变为逻辑“0”。此信号被无延迟地回馈到功率晶体管24。因此在两个功率晶体管24和29的接头11点处存在地电势，其结果为当市电电压为正时，线圈18中的电流又开始升高。此状态一直维持到来自VCO47的下一个切换信号。平均电流，及由此的在一个切换周期期间流进逆变器的平均市电输入电流也大约为电流的负和正峰值的平均值。在此情况下，电流的负峰值仅依赖于选定的切换阈值。在很多方面，正峰值和切换阈值之间的差依赖于逆变器工作的状态，例如，依赖于VCO频率和电压，但不依赖于设置的切换阈值自身。因此通过改变切换阈值而能够改变平均电流相同的量，其意思是可通过设置切换阈值的方式单独控制平均逆变器电流。当市电电压为负时，信号91的值为逻辑“0”，输入到ExOR门59和60的输入信号通过ExOR门59和60没有改变，其意味着ExOR门59和60实际上变为无效。切换信号100使D触发器62进行设置，但与市电电压为正时发生的情况相反，现在切换信号使功率晶体管19导通。另外，当市电电流为负时二极管21导电。由此将反相的市电电压与逆变器2的输出电压之间的差加到输入电容14上，而线圈18中的电流开始上升，如图4中相对于时间的曲线中的时刻83和84所示。微处理器44设置一个不同的，更加为正的参考值82。如果超过了参考值82，则在比较器的输出端出现逻辑“1”值，此值通过ExOR门58和与门61无改变地被回馈到D触发器62的复位输入端。以此方式，复位了D触发器62，晶体管29截止并且晶体管24导通。在此之后，两个晶体管24和29的接头11处的点的电势是逆变器2的输出电压的电势。由于市电电压为负和二极管21导电，所以线圈18中的电流又开始下降。此状态一直持续到这样的时刻VCO47提供一个新的切换脉冲100。在此情况下，与门61与延迟元件63结合也用于保证在复位D触发器62之前观察到最小时间ΔT1，然而其对应于晶体管29的占空因数。因此所述效果与正半波期间的相同。以与在正半波的情况下相同的方法，但符号相反，负的市电电流现在也能被设置的切换阈值控制，因此能得到有利的市电电流波形。
微处理器以这样的方式设置参考值72和82随后的时间曲线一方面对于市电电流得到如图7所示的类似正弦波的波形，另一方面从逆变器2输出的输出电压的平均值是所期望的400V的输出电压。为此目的，将来自逆变器2的输出电压的测量结果经由未示出的连线回馈到微处理器。在来自检测电路45的信号的帮助下实现了与主频率的同步。
权利要求
1.一种具有一个用于将交流电压转换为直流电压的逆变器(2)的电路(1)，其逆变器具有一个含有两个二极管(21，26)和一第一中心端子(9)的二极管半桥(8)、一个具有两个开关(24，29)和一第二中心端子(11)的开关半桥(10)、一个高频电感(18)及与该高频电感(18)串联的两个接头(12，15)，用于在两个中心端子(9，11)之间连接市电电压源(7)，一第一直流路径(20)，其依靠二极管半桥(8)中的第一二极管(21)和一个导电接头(22)连接至第一中心端子(9)，且依靠开关半桥(10)中的第一开关(24)和一个导电接头(27)连接至第二中心端子(11)、和第二直流路径(25)，其依靠二极管半桥(8)中的第二二极管(26)和一个导电接头(28)连接至第一中心端子(9)，且依靠开关半桥(10)中的第二开关(29)和一个导电接头(27)连接至第二中心端子(11)，其特征在于逆变器(2)具有一个将交流电压转换为一第二直流电压的第二逆变器(3)。
2.如权利要求1所述的电路，其特征在于市电电压源(7)、逆变器(3)的输入(52，53)和高频电感(18)形成一个串联电路。
3.如权利要求1和/或2所述的电路，其特征在于逆变器(3)中的能量传送是频率相关的。
4.如权利要求1至3所述的电路，其特征在于逆变器(3)设置在高频电感(18)和市电电压源(7)之间。
5.如权利要求1至4所述的电路，其特征在于逆变器(2，3)具有一个变压器(17)。
6.如前述权利要求1至5中任一个所述的电路，其特征在于逆变器(2，3)具有一个谐振电容(19)。
7.如前述权利要求1至6中任一个所述的电路，其特征在于逆变器(2，3)具有一个输入电容(14)。
8.如权利要求1至7中任一个所述的电路，其特征在于逆变器(2，3)具有一个控制装置(5)。
9.如权利要求8所述的电路，其特征在于由控制装置通过开关(24)和(29)的占空因数的限制来限制输入电容(14)处的电压。
10.一种具有如前述权利要求1至9中任一个所述的电路(1)的电源系统。
11.一种具有如权利要求10所述的电源系统的视频投影系统。
12.一种具有如权利要10所述的电源系统的办公用或消费类电子产品。
全文摘要
本发明涉及一种具有一个将交流电压转换为直流电压的逆变器(2)的电路(1)，该逆变器(2)具有一个二极管半桥(8)、一个开关半桥(10)和两个直流路径(20，25)。根据本发明，逆变器(2)具有一个将交流电压转换为第二直流电压的第二逆变器(3)。
文档编号H05B41/24GK1659932SQ03813773
公开日2005年8月24日 申请日期2003年6月6日 优先权日2002年6月13日
发明者P·吕尔肯斯 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司