高电平时间T1作为所述控制方法的控制变 量。
[0039] 如图5所示，是所述快速瞬态响应方法中脉冲宽度调制信号的波形样式。现有的 反馈控制器的目标是产生一个可变的占空比来调节输出信号。而本发明改变了脉冲宽度调 制的产生模式，即将一个开关周期T f3划分为三个部分，由两个变量τ jP T1控制。其中，τ 1 控制周期内产生高电平的时间，即电平首次跳变时间J1控制占空比。也就是说，以前由周 期和高电平时间两个变量控制的脉冲宽度调制信号，改为由τ i、!\和1\三个变量控制。
[0040] 图1解释了采用新的脉冲宽度调制信号对电感电流込和电容电压Ve两个状态变 量的影响。如图1所示，一个开关周期内两个控制信号（实线的PWM信号1和虚线的PWM 信号2)的变化情况如下：两信号占空比相同，即T1= T2;而两信号的周期内首次电平跳变 时间不同，即τ2> T1。电感电流在此周期内的变化量相同，g卩AIu= Δ 而电容电压在 信号1驱动下的增量AVa大于AV C2。显而易见的，图5揭示了一个现象：相同占空比、不 同高电平跳变时间的脉冲宽度调制信号对电容电压，即本发明中的输出电压的控制效果不 同。电路参量中τ的取值会影响输出电压的变化。本发明就基于此现象进行控制算法的 设计，目标是负载突变时更快速的收敛，以及更低的总谐波失真。
[0041] 接下来，将详细探讨TpTjP 1\三个变量与直流-交流逆变器的关系。
[0042] 首先，针对图1中电感电流变化情况进行分析，即对一个开关周期内电感电流变 化量求解。如图4所示，一个开关周期?；被变量τ JPT1划分为3个时间段，并将所有当 前周期的电流变化量定义为：
[0043] Δ Ii (k) = Ii (k+1)-Ii (k)
[0044] 故两相邻周期电感电流的变化量AIJk)可表示为3时间段[0;tJ，[τ1; τ ，[ τ JT1J J变化量的求和：
[0045]
[0046] 将以上3段电流变化量相加，即可得到一个开关周期的电感电流总变化量：
[0047]
[0048] 由上式可知，电感电流的变化量AIJk)与T1和电容电压Ve(k)有关。采用预测 算法，下一周期的T 1取值可表示为：
[0049]
[0050] 接下来，针对图5中电容电压变化情况进行分析，即对一个开关周期内电压变化 量求解。仍按照以上3个时间段进行分析，各自的电容电流可表示为：
[0051]
[0052] 其中Ic(k)为周期开始时刻的电容电流，/〇>⑷和4⑷分别为τ挪T对间段 内电容电流的变化率。本发明定义AVc(k+l) =Vc(k+l)_Vc(k)，则在一个开关周期内电容 电压的变化量可表示为以下3段变化量之和：
[0061] 综合上述结论，电路的控制变量1\和τ 以下变量确定：
[0062]
[0063] 通过上式，可建立本发明快速瞬态响应方法的控制模型。电感电流变化量Δ IJk) 和电容电流IcGO可通过施加在直流-交流逆变器上的电流传感器得到。在本发明中， A Vc(k+1)被定义为：
[0064] AVc(k+l) = Vc(k+1)-Vc(k)
[0065] 此变量可通过控制器内部增加一个寄存器实现两个相邻周期电压差得到。/)"/〇 是在时间段T1GO内电容电流的变化率。并给出以下两个推断：1)输出电流1。〇〇在相邻 周期内变化很小。2)在T1GO时间段内电容和电感电位的关系为\(k) =-E-VcGO。基 于以上推断，可以推导得到：
[0066]
[0067] 通过上述分析，此快速瞬态响应控制器对恒定开关周期的直流-交流逆变器的控 制参量τ i、1\和1\可以通过直接耦合电压和感应电流，并按照上述方法进行计算获得。 [0068] 也就是说，本发明将开关周期1；分成[0 ; τ J、[ τ 1; τ 1+!\]、[ τ 1+T1;T J三个时 间段，对于其中每个时间段，分别将电感L的电流的变化量、电容C的电压的变化量用开关 周期?；、电平跳变时间T1、占空比T1、以及与电感L与电容C的电流或电压来表示。然后， 将所述三个时间段的每个时间段的电感L的电流的变化量、电容C的电压的变化量分别加 和，得到一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量用 开关周期?；、电平跳变时间τ i、高电平时间T1、以及与电感L与电容C的电流或电压的表示 式。在给定开关周期?；的情况下，从一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周 期内电容C的电压的变化量的表示式中，推导出电平跳变时间τ i、占空比T1用电感L与电 容C的电流或电压、一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压 的变化量的关系式。由于电感L与电容C的电流或电压、一个开关周期内电感L的电流的 变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量都是可测的，例如一个开关周期内电感（L) 的电流的变化量、电感（L)与电容（C)的电流可以通过施加到直流-交流逆变器上的电流 传感器测得，一个开关周期内电容（C)的电压的变化量通过增加用于存储两个相邻开关周 期之间的电容电压差的寄存器得到，因此可以求得电平跳变时间τ i、高电平时间！\。
[0069] 当三个控制变量都求出或已知时，就可以以这三个控制变量进行控制。
[0070] 最后，为验证上述控制方法，本发明在一个直流-交流逆变器上实施，以仿真的方 法验证该算法的功能性。此逆变器将363V输入直流电压转换成有效值为200V频率为50Hz 的正弦波交流电压。默认开关频率20KHz，滤波电感L = I. 547mH，滤波电容C = 10 μ F。图 6为该控制方法的输出电压（a)和电感电流（b)随时间变化的情况，以及总谐波失真THD值 (c)。图（a)中VcCons为参考输出电压，图（b)中ILCons为电感电流，图（c)中THD指的 是电压谐波总畸变率。本发明的THD值为0. 104%，远低于大多数逆变器（大于2% )。电 感电流的快速响应也可以同样说明本发明的优越性。
[0071] 本发明可以极大地加快直流-交流逆变器在负载突变的情况下响应恢复的时间 和幅度，且有效降低输出正弦信号的总谐波失真。
[0072] 上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的 限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化， 均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种直流-交流逆变器的控制方法，所述直流-交流逆变器由脉冲宽度调制信号驱 动，并包括由电感和电容组成的滤波电路，该方法包括： a. 将开关周期（TJ、电平跳变时间（T D、高电平时间（T1)作为所述控制方法的控制变 量； b. 将开关周期CU分成[0; TJ、[T 1; T1+TJ、[T1+T1;T J三个时间段，列出每个时 间段中电感的电流变化量、电容的电压变化量的表达式； c. 将所述三个时间段的每个时间段的电感的电流变化量、电容的电压变化量分别加 和，得到一个开关周期内电感的电流变化量和电容的电压变化量的表达式； d. 从步骤c中的表达式推导出电平跳变时间（T D、高电平时间（T1)关系式； e. 从所述关系式计算出电平跳变时间（^)、高电平时间（T1),从而以开关周期（TJ、 电平跳变时间（T 1)、高电平时间（T1)进行控制。2. 根据权利要求1所述的控制方法，其中所述开关周期（TJ是脉冲宽度调制信号（d) 的周期，电平跳变时间（T1)是从开关周期开始到首次产生电平跳变的时间，高电平时间 (T 1)是开关周期内首次产生电平跳变到电平再跳回的时间。3. 根据权利要求1的控制方法，其中一个开关周期内电感的电流变化量通过施加到直 流-交流逆变器上的电流传感器测得。4. 根据权利要求1的控制方法，其中一个开关周期内电容的电压变化量通过增加用于 存储两个相邻开关周期之间的电容电压差的寄存器得到。
【专利摘要】本发明提供了一种直流-交流逆变器的控制方法，包括：a.将开关周期(Te)、电平跳变时间(τ1)、高电平时间(T1)作为控制变量；b.将开关周期分成[0；τ1]、[τ1；τ1+T1]、[τ1+T1；Te]三个时间段,列出每个时间段中电感的电流变化量、电容的电压变化量的表达式；c.将所述三个时间段的电感的电流变化量、电容的电压变化量分别加和，得到一个开关周期内电感的电流变化量和电容的电压变化量的表达式；d.从步骤c中的表达式推导出电平跳变时间、高电平时间关系式；e.从所述关系式计算出电平跳变时间、高电平时间，从而进行控制。该方法可以极大地加快直流-交流逆变器在负载突变的情况下响应恢复的时间和幅度，且有效降低输出正弦信号的总谐波失真。
【IPC分类】H02M7/5395
【公开号】CN105099254
【申请号】CN201510355880
【发明人】解冰清, 李博, 毕津顺, 罗家俊, 卜建辉
【申请人】中国科学院微电子研究所
【公开日】2015年11月25日
【申请日】2015年6月24日