一种双向钳位回路单元的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及一种错位电路，尤其是设及一种双向错位回路单元。
【背景技术】
[0002] 光伏并网逆变器要求效率高、成本低，能够承受光伏阵列输出电压波动大的不良 影响，而且其交流输出也要满足较高的电能质量。按照逆变器是否带有隔离变压器可W分 为隔离型和非隔离型。隔离型光伏逆变器实现了电网和电池板的电气隔离，保障了人身和 设备安全，但其体积大，价格高，系统变换效率较低。非隔离光伏逆变器结构不含变压器，具 有效率高、体积小、重量轻、成本低等诸多优势。
[0003] 目前，非隔离光伏逆变器系统的最高效率可W达到98% W上。但是，变压器的移除 使得输入输出之间存在电气连接，由于电池板对地电容的存在，逆变器工作时会产生共模 漏电流，增大系统电磁干扰，影响进网电流的质量，危害人身和设备安全。为了保证人身和 设备安全，漏电流必须被抑制在一定的范围内。
[0004] 现在市场上用于光伏发电系统的非隔离型逆变器大多数采用化ric或册拓扑，如 图3所示为化ric结构拓扑图、图4为化ric结构拓扑图的驱动信号图、图6为化ric结构拓扑 图的共模电流的频谱分析图，运两种拓扑虽然为电流提供了续流回路，实现了交流侧或直 流侧解禪。可是，运些拓扑在续流模态中，因为续流回路电位处于悬浮状态，仍然会产生较 大的漏电流;而现有的AVC-HERIC拓扑(如图5所示），需要7个高频开关器件，成本比较高，而 且在工作模式下，全周期内，有5个开关同时高频工作，开关损耗比较大。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种减小共模电流、 降低开关损耗的双向错位回路单元。
[0006] 本发明的目的可W通过W下技术方案来实现:一种双向错位回路单元，用于带续 流回路的单极性调制的单相非隔离型光伏并网逆变器拓扑结构中，所述的逆变器拓扑结构 包括依次连接的光伏阵列、错位电容组、单相全桥逆变器、续流电路、滤波电路及电网，所述 的双向错位回路单元包括错位回路正单元和错位回路负单元，所述的错位回路正单元和错 位回路负单元均与所述的错位电容组和滤波电路连接。
[0007] 所述的错位回路正单元包括相互连接的第一错位二极管、第一 IGBT模块和第二 IGBT模块，所述的错位回路负单元包括相互连接的第二错位二极管、第SIGBT模块和第四 IGBT模块，所述的第一错位二极管和第二错位二极管均与所述的错位电容组连接，所述的 第一 IGBT模块、第二IGBT模块、第= IGBT模块及第四IGBT模块均与所述的滤波电路连接。 [000引所述的第一 IGBT模块、第二IGBT模块、第SIGBT模块和第四IGBT模块结构均相同， 均为一 IGBT反并联一二极管。
[0009]所述的第一 IGBT模块和第二IGBT模块中的IGBT的集电极相互连接，并均与所述的 第一错位二极管的阴极连接，所述的第一错位二极管的阳极与所述的错位电容组连接，所 述的第一 IGBT模块中IGBT的发射极与所述的滤波电路连接，所述的第二IGBT模块中IGBT的 发射极与所述的滤波电路连接。
[0010] 所述的第= IGBT模块和第四IGBT模块中的IGBT的发射极相互连接，并均与所述的 第二错位二极管的阳极连接，所述的第二错位二极管的阴极与所述的错位电容组连接，所 述的第= IGBT模块中IGBT的集电极与所述的滤波电路连接，所述的第四IGBT模块中IGBT的 集电极与所述的滤波电路连接。
[0011] 与现有技术相比，本发明具有W下优点：
[0012] (1)与化ric拓扑结构相比，应用了本专利提出的双向错位回路单元的拓扑能够使 逆变器在处于续流模态时，仅通过低频开关，构造错位电压回路，使续流回路的电位被错位 在光伏阵列输出电压的一半，从而实现减小共模电流(漏电流）的要求，具有更好的共模特 性；
[0013] (2)与AVC-HERIC拓扑结构相比，应用了本专利提出的双向错位回路单元的拓扑可 W减少高频开关器件的数量，成本更低；
[0014] (3)与AVC-肥RIC拓扑相比，应用了本专利提出的双向错位回路单元的拓扑与一般 的中点错位拓扑相比续流模态下没有高频开关工作，减小了开关损耗，变换效率更高；
[0015] (4)本专利提出的运组双向错位回路单元可应用于所有的带续流回路的单极性调 制的非隔离单相逆变器中，应用范围广泛。
【附图说明】
[0016] 图1为错位回路正单元的结构图；
[0017] 图2为错位回路负单元的结构图；
[0018] 图3为化ric结构拓扑图；
[0019] 图4为化ric结构拓扑图的驱动信号图；
[0020] 图5为AVC-HERIC结构拓扑图；
[0021 ]图6为图3拓扑图的共模电流的频谱分析图；
[0022] 图7为应用了本申请双向错位回路单元的化ric结构拓扑图；
[0023] 图8为图7中拓扑图的驱动信号；
[0024] 图9为图7中拓扑图的共模电压的工频波形；
[0025] 图10为图7中拓扑图的共模电流的工频波形；
[0026] 图11为图7中拓扑图的共模电流的频谱分析图；
[0027] 图12为图7中拓扑图在入网电流正半周时，功率传输模态下的电流流向图；
[0028] 图13为图7中拓扑图在入网电流正半周时，续流模态下的电流流向图；
[0029] 图14为图7中拓扑图在入网电流负半周时，功率传输模态下的电流流向图；
[0030] 图15为图7中拓扑图在入网电流负半周时，续流模态下的电流流向图；
[0031] 图16为本申请实施例3的拓扑图；
[0032] 图17为本申请实施例3的拓扑图的驱动信号；
[0033] 图18为图16中拓扑图在入网电流正半周时，功率传输模态下的电流流向图；
[0034] 图19为图16中拓扑图在入网电流正半周时，续流模态下的电流流向图；
[0035] 图20为图16中拓扑图在入网电流负半周时，功率传输模态下的电流流向图；
[0036] 图21为图16中拓扑图在入网电流负半周时，续流模态下的电流流向图；
[0037] 图22为图16中拓扑图的共模电压的工频波形图；
[0038] 图23为图16中拓扑图的共模电流的工频波形图；
[0039] 图24为图16中拓扑图的共模电流的频谱分析图；
[0040] 图25为本申请实施例4的拓扑图；
[0041] 图26为本申请实施例4的拓扑图的驱动信号；
[0042] 图27为图25中拓扑图在入网电流正半周时，功率传输模态下的电流流向图；
[0043] 图28为图25中拓扑图在入网电流正半周时，续流模态下的电流流向图；
[0044] 图29为图25中拓扑图在入网电流负半周时，功率传输模态下的电流流向图；
[0045] 图30为图25中拓扑图在入网电流负半周时，续流模态下的电流流向图；
[0046] 图31为图25中拓扑图的共模电压的工频波形图；
[0047] 图32为图25中拓扑图的共模电流的工频波形图；
[0048] 图33为图25中拓扑图的共模电流的频谱分析图。
【具体实施方式】
[0049] 下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。
[(K)加]实施例1
[0051] 为了保证逆变器续流回路电压被错位在光伏阵列输出电压的一半W上，且尽可能 地减少高频开关的个数，本专利提出了一种双向错位回路单元(如图1-2所示），可W用于 所有的带续流回路的单极性调制的非隔离单相逆变器之中。在入网电流正半周的时候，给 续流回路构造了正向的错位续流回路;在入网电流负半周的时候，给续流回路构造了反向 的错位续流回路，从而保证仅凭工频开关就使续流回路被错位在0.5化V。如图1-2所示，一 种双向错位回路单元，用于带续流回路的单极性调制的单相非隔离型光伏并网逆变器拓扑 结构中，逆变器拓扑结构包括依次连接的光伏阵列、错位电容组、单相全桥逆变器、续流电 路、滤波电路及电网，错位电容组为两个相互连接的错位电容，滤波电路包括两个滤波电 感，双向错位回路单元包括错位回路正单元和错位回路负单元，错位回路正单元包括相互 连接的第一错位二极管、第一 IGBT模块和第二IGBT模块，错位回路负单元包括相互连接的 第二错位二极管、第SIGBT模块和第四IGBT模块，第一 IGBT模块、第二IGBT模块、第SIGBT 模块和第四IGBT模块结构均相同，均为一 IGBT反并联一二极管。第一 IGBT模块和第二IGBT 模块中的IGBT的集电极相互连接，并均与第一错位二极管的阴极连接，第一错位二极管的 阳极与错位电容组的分压电容中点连接，第一 IGBT模块中IGBT的发射极与滤波电感连接， 第二IGBT模块中IGBT的发射极与另一个滤波电感连接。第= IGBT模块和第四IGBT模块中的 IGBT的发射极相互连接，并均与第二错位二极管的阳极连接，第二错位二极管的阴极与错 位电容组的分压电容中点连接，第SIGBT模块中IGBT的集电极与滤波电感连接，第四IGBT 模块中IGBT的集电极与另一个滤波电感连接。
[0052] 本实施例将双向错位回路单元应用于化ric拓扑结构，并分析其四种工作模态。如 图7为应用了本申请双向错位回路单元的化ric结构拓扑图，图12-13为其四种工作模态， 图7中Si、S2、S3及S4为主开关管IGBT，Sbi、Sb2、Sb3及Sb4为双向错位单元的开关管IGBT; Sai和 Sa2为续流电路的IGBT; Cl及C2为错位电容组的电容;Li及L2为滤波电路的滤波电感;如图8所 示为图7中拓扑图的驱动信号，图帥Usgl-Usg4为主开关管Sl-S4的栅级-源级电压;Usg日、Usg6为 续流电路开关管Sal、Sa2的栅级-源级电压;IW-UsglO为双向错位单元开关管Sbl-Sb4的栅级-源级电压，Ur为入网电压。
[OOM] 1 )模态1 :功率传输模态，入网电流正半周，如图12所示，Sl、S4、Sa2、Sbl及Sb4导通，其 余关断。此时，Uan = Upv, Ubn = O ,Uab = Upv, Ucm= (Uan+Ubn)/2 = 0.抓PV，其中，Uan 为图中 A、N两点 的电压，Ubn为图中B、N两点的电压，Uab为差模电压，Ucm为共模电压、Upv为光伏阵列产生的直 流电压。
[0054] 2)模态2:续流模态，入网电流正半周，如图13所示，Sa2、Sbi及Sb4导通，其余关断，续 流回路通过二极管Di和〇2错位至中点电压。Uan=0.5Up V，Ubn = 0.5Upv，Uab = 0，共模电压为Ucm = (Uan+Ubn)/2 = 0.抓PV，其中，Uan为图中A、N两