专利名称：数字化自动增益控制系统及用于受控增益接收机的方法
技术领域：
本发明涉及无线自动增益控制电路(AGC)，尤其是涉及数字AGC电路。
背景技术：
许多常规的窄带零中频(ZIF)接收机具有慢的AGC环建立时间，诸如6-10毫秒的数量级，和很窄的例如85分贝(dB)的动态范围。这些特征导致在衰减条件中低于所希望的性能，所述衰减条件在移动和便携式无线通信系统如寻呼、个人通信系统和蜂窝通信系统中发现。而且，由现有技术AGC提供的不精确的增益控制增加了减少DC偏移的难度，这降低了信号性能。所需要的是一种低成本、低功耗的AGC，其是快速的、具有超过110dB的动态范围，并且提供精确的增益控制。
图1为示出根据本发明的优选实施例的ZIF接收机的自动增控制(AGC)系统部分的电方框图。
图2为示出根据本发明的优选实施例的AGC系统的加热模式操作的流程图。
图3为根据本发明优选实施例的保持AGC系统中使用的已存储的增益响应的一组寄存器的映射表。
图4为示出根据本发明的优选实施例的跟踪模式的流程图。
图5为示出根据本发明的优选实施例的在AGC系统中的AGC滤波器的电方框图。
图6，7，8和9为根据本发明优选实施例的时序图，其示出复位和累计持续时间(作为标记的MEASURE信号的部分)，和相对于6400波特码元的增益值更新(写)。
图10为示出根据本发明优选实施例的AGC系统的RSSI功能的电方框图。
图11为示出根据本发明优选实施例的包括AGC系统的无线装置的电方框图。
图12为示出根据本发明优选实施例的用于确定用于无线装置的已存储的增益响应的测试建立的电方框图。
图13为示出根据本发明的优选实施例的用于AGC系统的典型的低噪声放大器的增益-增益控制值的图线的图形。
图14为示出根据本发明的优选实施例的用于确定AGC系统的已存储的增益响应的方法的流程图。
图15为示出根据优选实施例的在AGC系统中使用的平方电路的电方框图。
具体实施例方式
尽管以限定了被认为具有新颖性的本发明的特征的权利要求来结束说明书，相信在考虑下面的详细说明并结合附图可以更好地理解本发明，其中相同的附图标记一直沿用。
AGC系统说明参见图1，电方框图示出了根据本发明优选实施例的ZIF接收机的自动增益控制(AGC)系统100部分。AGC系统100为无线装置(图11)的AGC接收机1101(见图11)的一部分，并且包括射频(RF)前端110，其使用天线112截获RF信号。AGC接收机1101是本发明优选实施例的一个零IF接收机，其根据衰减器控制信号189在分级衰减器114中衰减截获的信号113，在低噪声放大器(LNA)116中放大RF信号，并且将位于两个混频器118，120中的已放大的RF信号转换为未滤波的同相(I)信号119和正交相位(Q)未滤波的信号121。LNA116由增益控制信号195控制，所述增益控制信号195作为模拟信号被传送到LAN 116。在此介绍和要求的本发明的实施例被优化用于在具有同步信令协议的通信系统中使用的无线装置，所述同步信令协议已经很好地定义为由正常数据部分和在其前面的报头部分组成的信令循环(signaling cycle)，所述信令循环被在诸如寻呼和蜂窝无线系统中使用。报头部分具有预定的持续时间，所述预定持续时间包括诸如包括在码元、字、帧开始、和位率图形中的同步图形，但是本发明的各方面也可应用于在其它具有相似的已定义的循环的通信系统中使用的ZIF无线接收机和转换型接收机(例如，单个和双转换接收机)。在此使用的此类同步通信系统的例子为众所周知的FLEXTM信令协议，其中循环被称为帧。未滤波的I和Q信号119，121被耦合到AGC接收机1101(图11)的后端130。后端130利用成对的∑-Δ转换器132，134对未滤波的I和Q信号119，121进行采样。然后，采样后的I和Q信号由一对抽取功能136，138进行抽取(decimate)和滤波。在DC偏移精确控制功能140，142中对抽取后的I和Q信号进行DC偏移校正，并且由基带滤波器(BBF)144，146进行滤波。由DC偏移精确控制功能140，142产生的已滤波的I信号145和已滤波的Q信号147被耦合到后端130的其它部分，并耦合到无线装置1100(参见图11)的控制器功能1105，其中对在无线信号中的信息以常规的方式解码和处理，并且码元时钟185同步于传输信息的协议的码元(也称为协议码元)。
由BBF 144，146产生的已滤波的I和Q信号145，147也被连接到幅值发生器160的两个平方功能148，150的输入端，幅值发生器160也包括将平方功能148，150的输出相加的加法器功能152。加法器功能152的输出信号154也是幅值发生器160的输出信号154，并且被称为二进制电压平方信号(squared signal)，被连接到AGC滤波器162。AGC滤波器162的输出在锁存器(L)164中被缓冲。锁存器164保持已经滤波和延迟的二进制电压平方信号，并且将二进制电压平方信号165连接到增益校正器170。由增益校正器170产生的带宽信号156和码元速率信号158的两个信号控制AGC滤波器。应当理解，幅值发生器160、AGC滤波器162、和锁存器164的输出为代表电压平方的换算单元(scaled unit)的二进制值，因此，它们是代表已截获的信号113的已接收的信号强度、或已接收的信号功率的换算值。而且，它们基于已经由天线112截获的RF信号113的功率，根据衰减控制信号189进行衰减或者通过分级衰减器114，由LNA 116根据增益控制信号195进行修改(衰减、通过或者放大)，并且由包括∑-Δ转换器132，134，抽取功能136，138，DC偏移精确控制功能140，142，和基带滤波器144，146的后端功能链的固定增益(或者损失)来修改，从而得到已接收的信号154，165。
使用常规计数来设计低噪声放大器116，已得到将在下面参图13介绍的近似为宽量程(wide range)的对数的增益-增益控制值曲线。然而，为了使产生LAN 116的代价低，LNA仅有一些是对宽量程的对数，因此前当其被描述为非对数放大器。
增益校正器170包括一个模式开关175，其具有四个模式加热171，跟踪172，校准173，和中止测试174。增益校正器170产生两个输出组合信号181和已接收的信号强度指示(RSSI)信号183。组合信号181通过序列管理器184连接到串行端口接(SPI)发射器186。SPI发射器186将组合信号181连接到SPI接收机188，SPI接收机188将在组合信号181中传送的作为信息的二进制“字”的增益控制值194连接到LNA 116的数字模拟转换器(DAC)输入端，并且将在组合信号181中传送的作为二进制状态的衰减控制信号189连接到分级衰减其114。优选地，增益控制值194是7位宽度，使得可以以字节传送组合信号181，但是应当理解，增益控制值194“字”可以具有其它二进制宽度。增益校正器170也包括从中产生增益控制值194的已存储的增益响应180，和产生RSSI信号183的RSSI功能182。增益校正器170产生增益控制值194，使得LAN 116的增益相对于增益控制值194的值的改变，以基本精确的对数方式而改变。
根据本发明的优选实施例，以常规处理器的数字功能诸如数字信号处理器(DSP)执行采样功能(如上面介绍)，∑-Δ转换器132，134，抽取功能136，138，DC偏移精确控制功能140，142，和基带滤波器144，146，但是应当理解，这些功能可以由模拟电路或数字逻辑执行，所述模拟电路或数字逻辑以定制的集成电路(IC)状态机来实现。幅值发生器160由以状态机IC的一部分实现的数字逻辑来实现，但可以是由诸如DSP的处理器来执行。优选地，以下面介绍的唯一方式来实现平方功能148，150，但是可替换地由给已测量的电压值的平方提供预定等级的精度的任意的技术，如以IC状态机实现的存储表，或者在处理器中执行的常规乘法来执行。加法器功能152，AGC滤波器162和锁存器164为常规功能，优选地利用定制IC状态机的一部分的数字逻辑来实现，但是可替换地，可利用常规处理器或者利用使用存储在只读存储器(ROM)中的唯一程序指令集的数字信号处理器来实现。包括了在此介绍的几个唯一功能的增益校正器170优选地也利用定制IC状态机的一部分的数字逻辑来实现，但是应当理解，可替换地，可利用常规处理器或使用存储在ROM中的唯一程序指令集的DSP来实现。模式开关175、已存储的增益响应180，和RSSI功能182的模式为下面更加详细介绍的唯一功能。
序列管理器184是在仅当通过LNA 116的协议码元出现边缘时将新的控制值字通过SPI发射机和接收机186，188以及DAC 190耦合到LNA 116的唯一功能块。序列管理器184补偿AGC环路100中的固定和变化的延迟，使得在码元持续时间的一小部分中、在LNA 116中出现的下一个协议码元边缘处，将新的增益控制信号195耦合到LNA116。由于在AGC接收机1101的各级中的固有的延迟，在AGC接收机1101的前端和后段110，130的不同级处，协议码元的定时边缘也不相同，并且定时边缘随着AGC系统100的带宽(在此也称为“环路带宽”或者“AGC带宽”)的变化而变化，也随着码元的持续时间的变化而变化。SPI传输相对于码元时钟周期的持续时间非常快地发生。仅在LAN 116中的协议码元边缘处将增益控制值耦合到LAN116的唯一特征有助于减少在码元周期的中心期间、AGC接收机1101前端的数字切换噪声。同样，为了有助于减少数噪声，当码元块边缘出现并且增益校正器170检测到LNA 116的增益仍然处于正确位置中(即RF信号没有显著地改变，且增益控制值194不需要更新)时，没有在码元块边缘处经增益控制信号195将增益控制值194通过SPI发射机和接收机186，188耦合到LNA 116。
本文中介绍的AGC系统100调节前端的增益110，以防止无线装置1100处于过载条件。AGC系统100使无线装置1100在115dB的动态范围内成功地运行。AGC系统100为有助于AGC接收机1101获得优良的互调制和临近信道规范的关键。RSSI信号183允许主处理器轮询和检查用于诸如越区决定和发射功率调节的常规目的的信道强度的测量值，并且获得精确的调谐AGC接收机1101。
增益校正器170为所有涉及恢复信号功率的计算使用代表恢复的信号功率的电压平方值，通过这样做，其能够通过简单地右移或左移所述值(并且当进行左移时在最低有效位中插入零)工作在+/-3dB增量，因为这样移位得到代表功率电平的值的一半或两倍，所述值很接近+/-3dB改变。
用二进制移位来处理在+/-3dB增量的输入功率值的技术是简化在AGC系统100中的计算的关键，这与使用固定点乘法和除法的现有技术方法不同，这样的技术也降低了AGC系统100使用的电路(或者存储要求)和功率。
AGC系统100是负反馈电路，因此，其要受到诸如不稳定、上冲和下冲的环路动态特性的影响。为了使这样的影响最小，一旦增益校正器170使用已改变的增益控制信号195来更新LNA 116(通过更新增益控制值194)和/或衰减控制信号189改变，在计算新的增益控制值194之前，增益校正器170等待6400波特处的大约两个码元周期(具有625毫秒的持续时间的两个码元周期(usec.))。在此种等待状态期间，清除并且保持复位AGC滤波器162。这样的复位状态或者延迟允许由上一个AGC更新引起的任何信号的扰动通过系统传播。在本发明的优选实施例中，从LNA 116到锁存器164的传播延迟为大约450usec。复位状态确保用于增益控制器170的下一个新的测量周期基于清洁数据(clean data)，并且AGC系统100保持稳定。因为传播延迟实质上与码元速率无关，对于码元速率而不是6400波特，复位状态保持大约625usec。这种复位状态使得AGC带宽比现有技术的AGC系统更快。(典型地，它可以在400Hz带宽上容易地运行，这个带宽为现有技术产品的两倍)。这是很有用的，因为传统的ZIF接收机的AGC带宽由于诸如LNA增益引入的DC偏移的固有的暂态而很低。以前的AGC设计并没有清除环路滤波器。它们允许由环路引入的暂态，因此花费更长的时间来清除来自AGC系统的扰动。AGC等待延迟可以被修改以符合其它系统传播延迟。
根据本发明的优选实施例，RF分级衰减器114由增益校正器170进行数字控制，并具有两个状态衰减状态，提供大约17dB的衰减，和通过或非衰减状态，其中信号没有被衰减，或者被显著地放大。是否使用分级衰减器114的衰减状态的决定是在FLEX协议的帧的开始附近做出。衰减状态中，无线装置1100用分级衰减器114开始加热模式171。增益校正功能块170确定在加热模式171期间是否切换到非衰减状态。在无线装置1100改变到在正常的数据接收操作期间出现的跟踪模式172后，仅当恢复的信号降低到低于预定的AGC“失调”阈值时，将分级衰减器114切换到非衰减状态。在切换到非衰减状态后，在相同的帧中，分级衰减器114不能切换回到衰减状态。这一特征防止分级衰减器114在一帧期间，从非衰减切换到衰减状态和反向切换。这提高了无限装置1100的性能，因为当切换分级衰减器114时其能够引起在想要的信号上的大扰动，并且重复的切换可以导致降低AGC接收机1101的敏感性。在大多数情况下，可以设置LAN 116的变化增益足够低，以当分级衰减器114被切换到非衰减状态时处理合理大的信号。当AGC接收机1101处于非常强的互调制(IM)或者临近信道信令环境中时，分级衰减器114非常有用，所述互调制(IM)或者临近信道信令环境通常持续至少多个帧。
本发明具有三个阈值AGC跟踪阈值(AGC_THRES)，AGC失调阈值(AGC_THRESSO)，和AGC加热阈值(AGC_THRESWU)。每一个阈值的单位为平方伏特。
AGC跟踪阈值被设为高于信令检测场(sense floor)16dB到20dB。AGC跟踪阈值为恢复的信号功率，当恢复信号功率大于AGC跟踪阈值时，在跟踪模式期间，AGC系统100通过依靠增益控制值194控制LNA 116的增益来调节恢复信号功率。当恢复信号功率小于AGC跟踪阈值时，增益校正器170使LNA 116保持在最大增益。
优选地，AGC失调阈值被设置为高于信令检测场12dB。当分级衰减器114处于衰减状态，并且LNA 116处于最大增益时，使用AGC失调阈值来确定是否将分级衰减器114切换到非衰减状态。
优选地，AGC加热阈值被设为高于信令检测场45dB。正如下面详细的介绍，在加热模式期间，使用该阈值来满足IM规范。
AGC系统100使用高于三个阈值中的每一个的缺省值+/-3dB。通过适当地编程，可以将该缺省值增加到+/-6dB。
加热模式现在参见图2，其示出了根据本发明优选实施例的增益校正器170的加热模式171操作的流程图。当无线装置1100(图11)和同步信令协议同步操作时，使用加热模式171来确定在跟踪模式172期间是否使用在衰减模式中的分级衰减器114。(当无线装置1100为第一次打开时，使用没有在此介绍的异步加热模式)。通常，在无线装置1100已经在通信系统中操作足够长的时间以建立起与帧周期的同步之后，加热模式被定时为在FLEX帧的前同步的开始附近的开始处。在步骤205，无线装置1100打开AGC接收机1101已开始接收信息帧。应当理解，在FLEX通信系统及与其类似的其它系统中，当无线装置1100操作在同步模式中时，AGC接收机1101在一个或多个帧期间或者周期中保持在“接收机-关”模式，在所述帧期间或周期中，无线装置1100希望接收不相干的新的信息(但是无线装置1100实质上与同步信令协议保持同步)。由于在切断AGC接收机1101的电源时已经设置了最低增益，当AGC接收机1101在步骤205被加电后，增益控制值194被设为最低增益。根据本发明的优选实施例，这一个最低增益被设置为低于在跟踪模式172期间、在正常的LAN 116的调整期间使用的最小增益控制值。通过关闭LAN 116来获得所述最低增益。在步骤210，将分级衰减器114设置为衰减状态。在步骤215，执行DC偏移校正，其持续625毫秒。然后在步骤220，将增益控制值设置为最小增益控制值。在步骤225，在DC偏移校正完成并且持续1.250毫秒后，在测量周期开始650毫秒期间，确定具有二进制电压平方信号165的二进制MAG的恢复信号功率。二进制电压平方信号165也被称为具有分级衰减器114和LNA 116的设置的第一幅值恢复信号。在步骤230，将(第一幅值恢复信号的)MAG与AGC_THRES进行比较。在步骤235，当MAG大于AGC_THRES时，分级衰减器114处于衰减状态中，并且AGC系统100被改变为跟踪模式172。在本发明的一个VHF接收机实施的例子中，当在这些设置下MAG大于AGC_THRES时，截获信号功率大于-21dBm(相对于1毫瓦的分贝)。当MAG小于或等于AGC_THRES时，在步骤235将LNA 116设置为最大增益，并且在步骤240，在改变LNA 116增益且持续1.250毫秒之后，在测量周期开始650毫秒期间，再次确定通常由增加的LNA 116增益已经增加的恢复信号功率MAG。二进制电压平方信号165被称为具有分级衰减器114和LNA 116的这些设置的第二幅值恢复信号。在步骤245，当(第二幅值恢复信号的)MAG大于AGC_THRES时，分级衰减器114处于衰减状态，并且将AGC系统100改变为跟踪模式172，步骤265。在VHF的例子中，当在这些设置之下MAG大于AGC_THRES时，截获的信号功率大于-62.5dBm。当MAG小于或者等于AGC_THRES时，在步骤250分级衰减器114设置为非衰减状态，并且在步骤252，在改变分级衰减器114且持续1.250毫秒之后，在测量周期开始650毫秒期间，再次确定通常由降低的分级衰减器114已经降低的恢复信号功率MAG。二进制电压平方信号165被称为具有分级衰减器114和LNA 116的这些设置的第三幅值恢复信号。在步骤255，当(第三幅值恢复信号的)MAG大于AGC_THRESWU时，分级衰减器114被复位为衰减状态，并且将AGC系统100改变为跟踪模式172，步骤265。在VHF的例子中，当在这些设置之下MAG大于AGC_THRES时，截获的信号功率大于-79.5dBm。在步骤255，当MAG小于或者等于AGC_THRESWU时，分级衰减器114设置为非衰减状态，并且将AGC系统100改变为跟踪模式172，步骤265。通过这些确定，可以看出，由恢复信号的正常数据部分的开始来将分级衰减器114设置为衰减状态和通过状态中的一个。
跟踪模式现在参见图3，其为根据本发明优选实施例的保持已存储的增益响应180的一组寄存器的映射表。优选地，所述寄存器组被作为特地设计用于保持存处的增益响应180的多个寄存器存储位置。在预定的多个存储位置中的每一个之处(在图3示出的例子中标记为位置0到19)，有一个用于存储增益控制值调整的“调整值(VALUEADJUSTMENT)”组。在该例子中为31个的预定最大增益控制值(在图3中标识为O7-O0)为与存储位置0相关的调整值。利用耦合到传导输入111(图1)的固定功率的传导RF信号，在校准模式173期间测量其它调整值并且将其存储。(使用传导输入111关闭来自分级衰减器114的天线112的截获的信号113)。每一个位置与一个增益相关，该增益很接近低于与下一个更高的顺序位置相关的增益3dB。因此，这些位置具有与在图3的增益列中示出的那些值相关的增益(但是没有存储这些增益)。每一个存储在不是位置0的位置的调整值为一个代表在增益控制值194中的近似改变的调整值，需要所述增益控制值194来将在更低位置的LNA 116的增益改变到与所述位置相关的LNA 116的增益。应当理解，从最大增益控制值中导出在特定位置处、用于特定相关增益的增益控制值194，并且用于所述位置的所述调整值达到包括特定位置。当由DAC 190产生的增益控制信号194被应用到LNA 116中时，增益控制值194实质上提供了与在校准模式173期间获得的相同的来自在位置0处的最大增益的增益减少。然而，应当理解，在特定增益控制值处的二进制电压平方信号165的二进制绝对值在跟踪模式172中可能不同于在校准模式173中，因为在跟踪模式172中的截获的信号113的功率可以是(通常是)不同于用于校准模式173的传导RF信号的功率。重要的是，应当理解，可以通过分别减或加与下一个更高的或更低的位置相关的调整值来调整所述增益控制值194，得到对恢复信号165的功率的正或负3dB改变。指针寄存器保持与由增益控制值194的当前值设置的增益相关的位置的当前值，所述增益控制值194已经被从与在0和要指向的位置之间的所有位置相关的调整值中确定出来。应当理解，优选地，存储的增益响应为专用的寄存器组，但是也可以是诸如处理器寄存器的一部分的其它任意的类型的存储器或者诸如随即访问存储器(RAM)的其它存储器，在这种情况下，以常规方式将指针值加到基地址，以恢复增益和调整值。也应当理解，与存储用于每一个所希望的相对增益的增益绝对控制指相比较，调整值的使用减少了必须产生增益控制值的存储量。根据本发明的优选实施例，为每个位置将调整值存储在两位中。例如，与指针当前指向的存储位置5相关的两位被标识为X5，1和X5，0。
参见图4，示出了根据本发明优选实施例的跟踪模式172的流程图。在步骤405，获得已滤波的二进制电压平方信号165的二进制值MAG，并且在步骤410，对其进行测试以通过判定是否大于预定滞后值HYST来确定其是否不同于AGC_THRES，所述HYST优选地为3dB。然后，如果不是，在步骤415在增益控制值中没有改变，流程回到步骤405，等待下一个测量的MAG。当(MAG-AGC_THRES)的绝对值大于HYST，则在步骤420，将代表AGC_THRES的变量即AGCSHIFT设置为等于AGC_THRES，并将对增益控制值的步长进行计数的变量即COUNT设为0。
如果在步骤425，MAG大于或等于AGCHSHIFT，如果在步骤460指针(POINT)小于最大指针值(POINTMAX)，则在步骤465获得在POINT处的调整值，并且在步骤470被用来降低增益控制值一个所述的调整值。然而，如果在步骤460，POINT等于POINTMAX，则对增益控制值不进行改变(其已经处于将LAN 116的增益设为最大增益的位置)，并且流程回到步骤405等待下一个测量MAG。接下来，在步骤475，对AGCSHIFT左移1位，将POINT加1，并且COUNT加1。接下来，如果POINT等于POINTMAX，如上所述，在步骤490，在下一个码元边缘处将新确定的增益控制值(其为将LNA 116的增益设为最大增益的值)耦合到LNA 116，并且流程回到步骤405，等待下一个测量的MAG。然而，如果在步骤480，POINT不等于POINTMAX，并且在步骤482，COUNT不等于COUNTMAX，并且在步骤485，MAG不小于AGCSHIFT，则流程返回步骤465，继续确定在增益中降低另一个大约3dB是否合适于在步骤485使MAG＜AGCSHIFT。如果在步骤482，COUNT等于COUNTMAX，则在步骤490，在下一个码元边缘处将新确定的增益控制值耦合到LNA116，并且流程返回步骤405，等待下一个测量的MAG。使用这样的限制来防止增益改变的绝对值大于大约(3dB)*(COUNTMAX)。对于无线环境和无线装置类型的典型组合，将COUNTMAX设为6(大约18dB)。在步骤485，如果MAG小于AGCSHIFT，则在下一个码元边缘处，在步骤490将新确定的增益控制值耦合到LNA 116，并且流程返回到步骤405，等待下一个测量的MAG。
在步骤425，如果MAG小于AGCSHIFT，则在步骤430，如果指针(POINT)大于最小指针值(0)，在步骤435获得POINT处的调整值，并且在步骤440，将该值用来增加增益控制值一个调整值。然而，如果在步骤430，POINT不大于0，对增益控制值不进行改变(其为将LNA 116的增益设为最大增益的值)，并且流程返回到步骤405，等待下一个测量的MAG。接下来，在步骤445，将ACSHIFT右移1位，将POINT加1，将COUNT加1。接下来，如果POINT等于0，并且在步骤453，如果MAG小于或等于AGC THRESSO，在步骤454将分级衰减器114设为非衰减状态，在步骤490，在下一个码元边缘处，将新确定的增益控制值耦合到LNA 116，并且流程返回到步骤405，等待下一个测量的MAG。在步骤450，如果POINT的等于0，并且在步骤453，如果MAG大于AGC_THRESSO，将分级衰减器114保持在衰减状态，在步骤490，在下一个码元边缘处将新确定的增益控制值耦合到LNA 116，流程返回到步骤453，等待下一个测量的MAG。然而，在步骤450，如果POINT等于0，并且在步骤452，COUNT不等于COUNTMAX，并且在步骤455，MAG不大于或等于AGCSHIFT，则流程返回步骤435，继续确定增益增加另一个大约3dB是否适于在步骤455使MAG≥AGCSHIFT。在步骤452，如果COUNT等于COUNTMAX，则在步骤490，在下一个码元边缘处，将新确定的增益控制值耦合到LNA 116，并且流程返回步骤405，等待下一个测量的MAG。使用这些限制来防止增益绝对值的改变大于大约(3dB)*(COUNTMAX)。在步骤455，如果MAG大于或者等于AGCSHIFT，则在步骤490，在下一个码元边缘处，将新确定的增益控制值耦合到LNA 116，并且流程返回到步骤405，等待下一个测量的MAG。
应当理解，对于本领以普通技术人员而言，有多种变化的跟踪模式，可以使用这些模式来完成由本发明优选实施例获得的相同的结果。在已经实现的一个可替换实施例中，使用在图4中介绍的跟踪模式技术，除了在所介绍的步骤470，440中没有改变增益控制值，并且在步骤475，445中没有改变指针值(POINT)。然后，当步骤485，455中的一个分别确定为“YES”时，执行另一个环路COUNT次，每一次将指针值POINT调整一，并且将增益控制值改变一个与每一个POINT值相关的调整值，然后在步骤490传输新的增益值。在相对于优选实施例变化的例子中，可以对MAG而不是AGC_THRES移位以确定需要产生不同于上一个3dB的MAG的COUNT；对指针增加的方向可以相反；步骤470和475可以颠倒，等等。而且，有几种跟踪模式的特征如果不执行将降低，但是不会消除本发明的所有益处。例如，可以省去步骤482和452，因此允许增益在一些情况下波动，使得AGC系统100在这些情况下不太稳定。
应当理解，二进制电压平方信号的使用以及在AGC系统中的存储增益响应允许当需要确定新的增益值时通过左移或右移AGCSHIFT1位，改变增益多个大约3dB，这使得执行这种技术的电路与现有技术的AGC系统相比较很简单并使得增益控制与功率成线性关系。没有这些线性，系统可能会过冲，并且可以随着截获信号113的输入功率的改变而振荡。而且，在AGC更新循环中提供增益变化的宽量程，例如在3dB和18dB之间变化的AGC系统100的能力使得AGC系统比现有技术以更快的时间常数运行。这种AGC系统100允许控制处理器以通过改变COUNTMAX来改变增益变化大小，当AGC系统在AGC阈值附近工作时可以减少增益变化大小，从而相对于现有技术的AGC系统，减少了设置时间，并且提高了AGC系统100的稳定性。
AGC滤波器参见图5，示出了根据本发明优选实施例的AGC滤波器162的电方框图。AGC滤波器162包括一个耦合到换算器(scaler)510的输入端的累加器505。在累加器505和换算器510之间耦合的是带宽信号156和码元速率信号158。
如表1所示，由信号156，158控制累加器505，以累加示出的样值，在一个增益控制更新循环中，累加具有所示的持续时间。
表1
累加器505进一步由在表2中示出的码元速率信号158控制，以在用于所示的样值中的复位状态中保持清除，所述复位状态在每一个增益控制更新循环开始处具有所示的持续时间。
表2
参见图6，7，8和9，定时图示出了与6400波特码元的码元周期(标记为6400波特码元周期)相比较的复位持续时间和累加持续时间，并且示出了根据本发明优选实施例的、在每一个增益控制值更新循环期间出现的增益控制值更新(标记为写入增益值)。这些关系示在4个不同的环路带宽中图6中的177Hz，图7中的320Hz，图8中的533Hz，和图9中的800Hz。从这些图中应当理解，这些用于不同的环路带宽的累加持续时间具有2M的关系，而复位持续时间实质上为恒定的。从表1和2可以进一步理解，对于特定的带宽，用于不同码元速率的累加持续时间和复位持续时间实质上相同。
累加器的输出为未滤波的恢复信号154的平均幅值的15到240倍。然后，由换算器将该累加器输出减少如表3所示的第一增益换算。
表3
在此第一换算之后，该信号具有一个样值的15/16值。然后，由一个第二换算17/16进行归一化，产生一个被归一化为一个样值的输出，该输出大约为在累加器中的样值的平均值，而不论所选择的接入码元速率和滤波带宽(其为环路带宽)。该简单滤波换算允许AGC系统100将一个AGC阈值组用于无线装置，AGC阈值组这是独立于所选择的带宽和码元速率的，是现有技术的AGC系统所没有的。
应当理解，上面的关系可以更一般的表示为码元速率信号158指出至少两个码元速率中的一个具有两个关系之间的一个因子。累加器505产生一个二进制输出，该输出为在一个增益控制值更新循环期间出现的样值数目的累加。用于任意两个码元比率的无线装置数量实质上反比于两个码元速率的比率。换算器通过二进制右移操作，将二进制输出减少实质上等于所述数量的一个因子。所述数量由公式((2N-1)*2M)给出。N和M为整数。二进制右移操作将输出右移M+N位。所述因子为2N*2M。换算器执行调整减少的二进制输出((2N+1)/2N)。
RSSI功能块参见图10，示出了根据本发明优选实施例的RSSI功能块182的电方框图。RSSI功能块182包括log函数(LOG2)1020，加法函数(ADD)1030，和选择函数1050(SELECT)。加法函数1030将4个二进制值相加起来。一个是从存储的增益响应180获得的LNAGAIN(增益)1005。LNA GAIN 1005代表LNA 116已经被设置的最近的相对增益；也就是，与LNA 116的最大增益的在dB上的差别，步长为3dB。优选地，这可以通过从最大增益到当前指针位置的增益步长计数(指针位置步长)获得，并且优选地为4位宽度。另一个是ATTENUATOR(衰减器)信号1010，其具有以3dB步长代表相对于非衰减状态的分级衰减器114的衰减的值，单位为dB(例如，0或18)，并且优选地为3位宽度。第三个为由LOG2函数1020产生的5位二进制Mu-律信号1021。这个Mu-律信号1021的值是所述值的最高位位的顺序位置，即具有“1”的二进制电压平方信号165的MAG，优选地所述值为5位宽度。Mu-律信号1021是对Log2(MAG)的近似。第四个是常数1015，当该常数被加到LOG2信号1021、LNA 116工作在最大增益、以及分级衰减器114处于非衰减状态时，所述常数从加法函数1030的输出中产生结果0，所述LOG2信号1021是在当0dBM信号被插入传导输出111(图1)中(或者由天线112截获)时产生的。常数1015优选地为5位宽度值。加法函数1030的输出是代表截获的信号113的功率(dBm)的二进制值宽度X。这被称为低分辨率RSSI，并且当AGC系统100处于跟踪模式172时由选择函数1050对所述分辨率进行选择。当选择了低分辨率RSSI输出时，将其耦合到无线装置1100的主处理器，无线装置1100包括以消息表示的被输送到无线通信系统的固定部分的低分辨率RSSI。低分辨率RSSI被用来执行作为固定传输功率调整和固定传输选择的操作，并且被在AGC无线装置1100(图11)中使用，例如执行对恢复信号的纠错。在本发明的优选实施例中，X为10。应当理解，因为将低分辨率RSSI用于允许比AGC系统100的环路允许的更长的延迟时间的目的，优选地，log函数1020、加法函数1030、和选择函数1050在无线装置的主处理器中执行，而不是在优选用于AGC系统100的其它唯一数字功能的定制集成电路的部分中执行。
在中止测试模式174中，选择函数1050选择二进制电压平方信号165的值MAG。在跟踪模式172中，将值MAG的全位宽度W传到选择函数1050的输出，并且将其耦合到无线装置1100的主处理器。在工厂调谐操作期间，主处理器将这种高分辨率、未校正的、已滤波信号耦合到测量装置。根据本发明的优选实施例，W为21，其提供了0.01dB的分辨率和63dB的总量程。这就允许执行高精度的峰值调谐，使得可能进行简单的、精确的、自动无线调谐。
参见图11，示出了根据本发明优选实施例的无线装置1100的电方框图。无线装置(也称为AGC无线装置)包括耦合到包括AGC系统100的AGC接收机1101。AGC接收机1101优选地为ZIF或者直接转换接收机，但是可以是另一种类型。恢复的I和Q信号145，147被从AGC接收机1101的AGC系统100耦合到控制器1105，所述控制器以常规方式解调制并解码这些信号，并且处理包括I和Q信号的信息。控制器1105执行常规的功能，诸如协议码元同步和解调制、协议解码、差错解码、地址检查等等。控制器1105包括具有合适的存储程序指令的常规微处理器。从I和Q信号145，147解码出的信息和在控制器1105中产生的信息被耦合到显示器1115，以提供给用户。AGC无线装置1100也包括其他常规用户接口，诸如开关(图11中未示出)，并且能够可选地包括一个或多个其它常规用户接口元件，诸如扬声器、振动器，和LED指示器(在图11中未示出)，并且可选地包括耦合到天线112的发射机(在图11中未示出)。控制器1105控制AGC接收机1101以选择特定无线信道，并且借助于控制信号1110进入各种操作模式。在跟踪模式172期间，在具有发射机的无线装置中，产生低分辨率RSSI，并且由RSSI信号183耦合到控制器1105，该控制器将已编码的低分辨率RSSI经过串行信号1120耦合到发射机，以将接收到的信号强度通知固定网络。当制造AGC无线装置1100时，将AGC无线装置加入到中止测试模式174中，在该模式期间，将高分辨率RSSI耦合到控制器1105，控制器1105将高分辨率RSSI经过串行信号1120耦合到工厂调谐装置，在所述工厂调谐装置中将其用于优选地调谐无线装置1100。应当理解，可选地，可以在AGC无线装置包括发射机时对高分辨率编码并进行发射，为了达到获得高分辨率RSSI的目的，所述发射机能够通过减少到AGC无线装置的有线连接来降低制造成本。
也希望在图11的方框中包括其他的结构。例如，在上面所称的码元解调制和同步功能可选地可由数字信号处理起来完成，所述数字信号处理器执行上面介绍的幅值校正器170和接收机1101的其他部分的功能。
应当理解，尽管以射频接收机的形式介绍了AGC系统100，本发明在其他类型的接收机中也提供类似的益处，其中一个例子就是红外光接收机。
确定存储的增益响应参见图12，示出了根据本发明优选实施例的用于确定和存储无线装置1100的存储的增益响应的校准建立的电方框图1200。校准建立包括被耦合到AGC无线装置1100的传导输入111的信号发生器1210。信号1205被耦合到AGC无线装置1100，该无线装置将AGC无线装置放入校准模式173中，并且开始校准过程。信号发生器产生常值功率电平信号1215，其可位于预定信号电平的几个dB中；不需要将其精确地设置为预定的信号电平，因为校准和唯一存储增益响应的使用避免了需要使用绝对信号电平。这就降低了测试过程的成本。可选地，可使用将校准信号辐射耦合到AGC无线装置1100而不是传导耦合来执行在此介绍的校准，只要由AGC无线装置1100截获的功率电平信号在校准程序中保持恒定。这是该过程的另一个优点，因为可以同时地校准几个AGC无线装置1100。
参见图13，为示出根据本发明的优选实施例的用于AGC系统的典型的LNA 116的增益(相对于参考0dB的最大增益的dB)对耦合到DAC 190的数字增益控制值194(图1)的图线的图形。图中示出了三个曲线，一个是高温、一个是正常(“TYP”)温度，和一个低温。这些增益实质上是所有的负增益，因为相对于在最大增益控制值处的LNA 116的增益量，它们受到损失，在这个例中，损失数字值为31。应当理解，曲线是非线性的，并且因为垂直坐标为对数，LNA 116被恰当地表示为非对数放大器。应当进一步理解，当将增益控制值194设置为0时，将关闭LNA 116，因此，正如参考图2的方框205所介绍的一样，增益控制值194为最低增益的唯一状态。
参见图14，示出了根据本发明优选实施例的用于确定用于AGC系统100的存储增益响应的方法的流程图。在步骤1405，对恒定功率电平的信号进行预定的调制类型1215(在一些类型的系统中，可以使用调制的信号)，并且将恒定功率电平的信号耦合到AGC无线装置1100的传导输入111。在步骤1410，控制器1105将指针初始化为0，将增益控制值(GCV)195初始化为最大增益控制值GCVMAX，在这一个例子中，最大增益控制值数字值为31，并且将增益控制步长计数器DGCV初始化为0。在步骤1415，将称为“移位的恢复信号功率”的值SMAG初始化为恢复功率值MAG(GCVMAX)，其在GCVMAX处被测量到。同样，在与最大增益相关的调整值(VALUE(0))处、在位置0处将GCVMAX存储到存储的增益响应寄存器中。然后，在步骤1420，将指针加1，并且将SMAG右移1位。在步骤1430，将步长计数器DGCV加1，并且增益控制值194减1。将在当前增益控制值处的恢复信号功率MAG(GCV)与SMAG比较，如果在步骤1435，MAG(GCV)等于或大于SMAG，则在步骤1440，增益控制计数器的值(DGCV)被存储到与指针的当前值相关的调整值(VALUE(POINTER))中，在步骤1445，将增益控制值(DGCV)复位为0，并且所述方法继续步骤1420。
当在步骤1435，MAG(GCV)小于SAMG时，该方法继续步骤1430。该方法继续下去，直到指针到达最大值(在这个例子中，为19)，在该值处，完成指向存储的增益响应。利用这种方法，增益响应被存储，提供了用于包括增益校正器170和非对数LNA 116的组合对数增益响应；这也是说，二进制电压平方信号(165)的线性改变导致实质上在LNA 116的输出处对数改变。
应当理解，可以用如下的其它方式介绍刚刚详细说明的方法可替换地，将移位恢复信号功率SMAG描述为相对的二进制电压平方信号，因为这是通过重复的右移最大增益控制值来确定相对于在最大增益控制值处测量的恢复信号功率。在步骤1435执行的比较可以这样描述将在第二增益控制值处产生的恢复信号的二进制电压平方值(MAG(GCV))和相对的二进制电压平方值(SMAG)(通过对与第一增益控制值相关的相对二进制电压平方值进行移位来获得)进行比较以确定所述值的差别的符号。步骤1430可以这样描述确定重复比较的步骤的次数。包括步骤1430，1435的所述环路包括进行重复，直到所述差别的符号为预定的值(在详述的例子中，直到MAG(GCV)＜SMAG)最后，步骤1440可以这样描述作为一个调整值，存储在确定差值的符号的两个连续步骤(1435)之间重复的比较的步骤次数。
应当进一步理解，这种存储增益响应曲线的方法比现有技术的手工方法更加容易、也更加快，并且不要求调整信号发生器来完成。
由这种方法存储的增益响应功能可以基本描述为将寄存器的有序组(其中每一个寄存器存储一个增益调整值)和一个增益控制输出进行比较，其中每一个增益调整值是这样一个值当被从增益控制输出减去、或者被加到增益控制输出中时，产生一个新的增益控制输出值，其与当前值有一个不同的量，该量实际上改变非对数放大器的增益一个预定的分贝。
另外，可以这样描述存储的增益响应包括具有第一寄存器的寄存器的有序组，其中除了第一寄存器之外，每一个寄存器存储一个增益调整值，包括耦合到指向一个寄存器(指针寄存器)的数字输入的指针，和一个增益控制值输出。产生增益控制输出，作为在指针寄存器中存储的值与存储在第一寄存器和指针寄存器之间的寄存器中的所有值和，通过与存储在第一寄存器中的值进行相减或相加来组合，其中所述增益调整值为以对数方式使用对数字输入的参考来控制非对数放大器的这样的增益控制输出。
应当进一步理解，在多个温度处的增益响应可以相对小的存储量存储在AGC无线装置1100中，并且可以与AGC无线装置1100测量的温度结合起来使用以进一步精炼在AGC系统100中进行的增益调整精度。例如，在工厂校准期间，可以存储诸如在图13中示出的三个增益曲线，对于AGC无线装置1100，高和低温曲线发生在最大和最小工作温度。然后，在操作期间，AGC无线装置测量在AGC无线装置1100中的温度(例如，在LNA 116的散热器(heat sink)处的温度)，并且在工厂校准期间，将测量的温度与在散热器处的测量温度进行比较。然后可以使用三个增益控制值中的两个的线性插值来确定被用于增益控制值194的精炼的增益控制值。
平方功能参见图15，示出了根据本发明优选实施例的用于两个平方功能148，150(图1)中的每一个的平方电路1500的电方框图。优选地，两个平方电路以在定制的集成电路中包括的状态机的部分的逻辑电路来实现。耦合到平方电路1500的元件的信号在此被表示为具有二进制并行信号的宽度，其中并行线的数目被表示为宽度。平方电路1500包括对数压缩功能1510，加倍功能1595，平方功能1590，和对数解压缩功能1565。对数压缩功能1510接受具有宽度W和值X的二进制输入1505，并且产生具有二进制功率成分1520的值POWER(功率)以及二进制幅值成分1515的值AMGNITUDE(幅度)的输出，值POWER和值MAGNITUDE一起代表X为预定的精度量N，也就是，答案是精确到N个有效位。平方电路1505的一个的二进制输入1505被耦合到I信号145，并且平方电路1505的另一个的二进制输入1505被耦合到Q信号147。平方功能1590从MAGNITUDE产生宽度N的已调整的平方幅度成分1542和选择信号1561。加倍功能1595根据POWER和选择信号1561来产生加倍的功率成分1556。对数解压缩功能1565从加倍功率和调整的平方幅度成分1556，1542产生宽度为2W的近似平方输出，其具有将X的平方近似为预定的精度量N。根据本发明的优选实施例，W＝32和N＝6。
根据本发明的优选实施例，对数压缩和解压缩功能1510，1565为Mu-律型函数。对数解压缩功能1510产生具有宽度N(N为设计的选择)的二进制幅值成分1515和宽度为P的二进制功率成分1520，其中2(P-1)＜W≤2P，并且P和W为整数。在优选实施例中，P＝5。对数压缩功能1510包括根据关系POWER＝int(log2(X))来产生POWER的功率函数，并进一步包括根据关系MAGNITUDE＝int(X*2(N-POWER))-2N来产生MAGNITUDE的幅度函数。实现这些关系的电路对于本领域普通技术人员来说是熟知的。优选实施例的特定例子为X＝0000 0101 0111 1001 1101 0000 0001 1001POWER＝1 1010MAGNITUDE＝01 0111平方函数1590包括响应于包括由高位位1524增加的二进制幅值成分1515的增加的幅度输入的值来产生具有宽度2N+2的确切的平方信号(exact square signal)1526。优选地，平方函数1590包括产生一个查找表，该表产生具有用于增加的幅度输入的一个2(N+1)值的每一个值的确切的平方函数1526，所述确切平方具有增加输入的确切平方的值。可使用不是查找表的其它实现，诸如专用于每一个确切平方功能1590的常规乘法电路。对于上面给出的例子，增加的幅度输入为1010111，并且确切平方为01 1101 1001 0001。平方功能1590包括耦合到确切平方功能1525的操纵电路1560，所述操纵电路1560使用一个比较器来将确切平方信号1526的值与二进制2(2N+1)进行比较，并且产生操纵信号1561。在当确切平方信号1526的值大于或等于二进制2(2N+1)时操纵电路具有一个TRUE状态，并且具有用于另一个结果的FALSE状态。在所介绍的例子中，2(2N+1)为213，所以操纵信号1561为FALSE。平方功能1590进一步包括从确切平方中产生调整的平方幅度成分1542的调整功能1529。调整的平方幅度成分1542具有一个N位的精度和宽度。调整功能1529包括对确切平方信号1526除以2N的除法结果进行整数操作的第一整数除法器1530，和对确切平方信号1526除以2(N+1)的除法结果进行整数操作的第二整数除法器1535，和当操纵信号的状态为FALSE选择第一整数除法器1530的输出的最低的N位有效位或者当操纵信号为TRUE时选择第二整数除法器1535的输出的最低N位有效位的多路器1540。选择的位为调整的平方幅度成分1542。在所介绍的例子中，选择第一整数除法器1530，因此调整的平方幅度成分1542为11 0110。
优选地，加倍功能1595包括左移功能1545，其通过在移位寄存器中将二进制功率成分1520移位1位来产生具有宽度P+1的加倍功率信号1546和对POWER加倍的值，也包括通过在加法器中将二进制1加到加倍的功率信号1546的值来产生增加的加倍功率信号1551的加法器1550，还包括一个多路器1555，其通过在操纵信号1561为FALSE时选择加倍的功率信号1546，并且当操纵信号1561为TRUE时选择增加的加倍功率信号1551来产生加倍的功率成分1556。在所介绍的例子中，操纵信号1561为FALSE，因此加倍的功率成分具有值11 0100。
应当理解，在所介绍的平方电路1500，采用下面的关系，平方功能1590产生具有值ADJSQMAG的调整的平方幅度成分1542，且加倍功能1595产生具有值的DBLPOWER的加倍功率成分1556当(MAGNITUDE+2N)2≥2(2N+1)时，ADJSQMAG＝int(((MAGNITUDE+2N)2)*2-(N+1))的N个最低有效位，和DBLPOWER＝2*POWER+1；当(MAGNITUDE+2N)2＜2(2N+1)时，ADJSQMAG＝int(((MAGNITUDE+2N)2)*2-N)的N个最低有效位，和DBLPOWER＝2*POWER。
对数解压缩功能1565从ADJSQMAG和DBLPOWER中产生近似平方输出1570，如下(ADJSQMAG+2N)*2(DBLPOWER-N)在所介绍的例子中，ADJSQMAG＝11 0110，并且DBLPOWER＝11 0100(十进制为52)，所以在这一个例子中近似平方输出1570＝(1110110)*246。
在W＝32，N＝6的平方电路1500中，平方电路1500将现有技术要求的集成电路装模面积(die area)减少20％，减少非顺序实现，同时提供至少0.1dB的精确度，因此应当理解，本发明的成本和功率节约是重要的。
也应当理解，在另一个实施例中，可以通过改变第一和第二整数除法器1530，1535的除数来将调整的平方幅度成分1542的精度增加到2N位。例如，通过将第一整数除法器1530改变为对确切平方信号1526不进行除法操作，并且将第二整数除法器1535改变为对将确切平方信号1526除以2的结果进行整数操作，获得2N位的精度。在这些可替换实施例中，尽管在整数除法器1530，1535中进行较少的移位，必须在多路器1540中多路复用更多位，并且在Mu-律解码器1565的输入处进行处理。
应当进一步理解，尽管参考无线接收电路介绍了平方电路1500，其在任何电子设备中、在任何集成电路中都有用，在所述电子设备中，存在对平方功能的需要，从所述平方功能中，满足近似结果，并且可以通过修改值N来调整所述结果的精度量。
尽管说明和介绍了本发明的优选实施例，应当清楚，本发明并不受限于优选实施例。对于本领域的技术人员来说在不背离由下面的权利要求所限定的本发明的主旨和范围的情况下，想到对各种修改、改变、变化、替代、和等同替换。
权利要求
1.一种用于接收机的自动增益控制(AGC)系统，其包括幅值发生器，其产生具有二进制的二进制电压平方信号，该二进制电压平方信号直接正比于截获的信号的恢复信号功率；和增益校正器，通过将第一个值移位1或多位，并且将所述移位的第一个值与第二个值进行比较来确定作为大约为3分贝(dB)的多个增量的增益控制调整值，其中第一和第二个值中的每一个值为所述二进制电压平方信号和预定阈值中的一个。
2.一种用于射频(RF)接收机的自动增益控制(AGC)系统，其包括具有模拟输入和增益的低噪声放大器(LNA)；和增益校正器，其确定为二进制字的新的增益控制值，其中所述增益校正器补偿所述AGC系统中的延迟，并且将所述新的增益控制值锁存进入被耦合到模拟输入的数字模拟转换器(DAC)，使得所述LNA的增益实际上在LNA内的码元边缘处改变。
3.一种用于接收截获的信号的接收机的自动增益控制(AGC)系统，所述截获的信号被作为包括多个信号周期的信令协议的一部分发射，每一个所述信号周期包括后面有正常数据部分的报头部分，所述自动增益控制系统包括被耦合到所述截获的信号的分级衰减器；和增益校正器，其产生耦合到所述分级衰减器的衰减控制信号，其中，所述增益校正器在所述正常数据部分的开始处将所述分级衰减器设为衰减状态和通过状态中的一个。
4.一种可换算的自动增益控制(AGC)环路滤波器，其包括积分器，从耦合到其上的输入信号产生具有幅值的积分输出信号，其中所述积分器也被耦合到控制所述可换算的环路滤波器的带宽的带宽信号；和耦合到所述积分器输出信号和所述带宽信号的换算器，其通过换算所述积分器输出信号的幅值产生独立于所述带宽的滤波器输出。
5.根据权利要求20的可换算的AGC环路滤波器，其中所述比例AGC环路滤波器工作在增益控制值更新周期，其中所述积分器包括一串数字样值，其中所述积分器包括累加器，响应于码元速率信号指出至少两个码元速率中的一个具有相互的两个关系的因子，所述累加器产生所述滤波器输出，作为在一个增益控制值更新周期期间出现的样值数量的累加的二进制信号，其中对于任意两个码元速率，所述数量的比率实际上反比于所述两个码元速率的比率；和其中所述换算器通过二进制右移操作来执行减法将所述二进制输出减去一个因子，所述因子实质上等于所述数量。
6.一种用于接收机的自动增益控制(AGC)系统，其包括自动增益控制(AGC)滤波器，其产生具有高分辨率位宽度W、并且具有二进制MAG的二进制电压平方信号，所述二进制MAG直接正比于截获的信号的恢复信号功率；和接收信号强度指示(RSSI)功能，其当AGC系统处于中止测试模式时直接地从所述二进制电压平方信号产生为高分辨率、未校正、具有宽度W位的滤波信号产生RSSI输出。
7.根据权利要求24的AGC系统，进一步包括耦合到截获的信号的分级衰减器，其如由衰减控制信号所确定的那样衰减所述截获的信号；和耦合到所述分级衰减器的低噪声放大器(LNA)，其将所述衰减的信号放大由增益控制值确定的一增益值，其中，所述RSSI功能产生RSSI输出，该RSSI输出为具有位宽度X位的低分辨率校正信号，所述信号具有实际上等于截获的信号的功率的值，所述截获的信号由所述LNA的相对增益、所述分级衰减器的相对衰减、底为2的对MAG的近似对数，和一个常数的和来确定，且其中X为小于W的整数。
8.一种在接收机中的无线信号强度指示(RSSI)系统，包括产生二进制电压平方信号的基带滤波器，所述二进制电压平方信号具有二进制值MAG，该MAG值直接正比于截获的信号的恢复信号功率；耦合到截获信号的分级衰减器，其将所述截获信号衰减一个由衰减控制信号确定的衰减值；和耦合到所述分级衰减器的低噪声放大器(LNA)，其将所述衰减信号放大一个由增益控制值确定的增益值；无线信号强度指示(RSSI)功能，其产生具有一个值的RSSI输出校正信号，其直接正比于所述截获信号的功率，其中所述值被从所述LNA的增益、所述分级衰减器的衰减、和基底为2的对MAG的对数中确定。
9.一种用于接收机的自动增益控制(AGC)系统，其包括将截获信号放大的非对数低噪声放大器；幅值发生器，其产生具有直接正比于所述截获信号的恢复信号功率的一个值的幅值信号；和增益校正器，其从存储的增益响应功能中产生增益控制值，所述增益控制值参考所述幅值信号以对数方式控制所述非对数低噪声放大器的增益。
10.一种用于接收机的自动增益控制(AGC)环路，其包括具有可变增益的低噪声放大器(LNA)，其将截获信号放大，产生LNA输出信号；和耦合到带宽信号的可换算的环路滤波器，其控制所述AGC环路的带宽，并且被耦合到所述LNA输出信号，其中，响应于将所述恢复信号与选择的AGC阈值比较，控制所述LNA的可变增益，和其中，所述可换算的环路滤波器产生具有一幅值的恢复信号，该恢复信号实际上独立于所述带宽，且其中独立于所述带宽的选择来选择所述AGC阈值。
全文摘要
本发明公开了一种用于受控增益接收机(1101)的自动增益控制(AGC)系统(100)，包括一个幅值发生器(160)和一个增益校正器(170)。幅值发生器产生具有一个二进制值的二进制电压平方信号(165)，所述二进制电压平方信号直接正比于截获信号(113)的恢复信号功率。通过将参考阈值移位(475，445)一个或多位，并且将移位的参考阈值与二进制电压平方信号进行比较(485，455)，所述增益校正器(170)确定增益控制值(195)的调整值作为大约3分贝(dB)的多个增量。通过设置包括在滤波器(162)中的累加器(505)和比例器(510)，滤波器(162)适应各种带宽和码元速率。
文档编号H03G3/30GK1522500SQ01810435
公开日2004年8月18日 申请日期2001年5月4日 优先权日2000年5月30日
发明者詹姆士·戴维·休格斯, 约翰·理查德·奥克利, 克林顿C·鲍威尔Ⅱ, C 鲍威尔Ⅱ, 理查德 奥克利, 詹姆士 戴维 休格斯 申请人:摩托罗拉公司