放大器的制作方法

专利名称：放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及到一种放大器，尤其是涉及到一种为了在宽范围内控制输出功率而使用在无线电通信中的放大器，它通过以多级方式连接的多个晶体管放大输入功率以便产生放大的功率。
背景技术：
采用发射极接地的双极晶体管的功率放大器不可缺少地需要一种基极偏置电路，它以接近于稳压电源的方式工作。稳压电源比整流电流源更适用于偏置电路，其原因在下面阐述。
考虑射频(RF)输入施加到发射极接地的双极晶体管的情况，双极晶体管的的基极提供有来自稳压电源的偏置。当输入功率足够小时，这个发射极接地的双极晶体管呈现小信号工作，以致在没有信号提供给放大器时，它的集电极电流实质上等于所谓流过集电极的偏流。
与上述相反，当输入功率逐渐增加时，发射极接地的双极晶体管的集电极电流增加到比集电极偏流大几倍的电流。集电极电流的这个增加实现较高饱和度输出和低度畸变。
另一方面，当加到基极的偏置是由稳定电流源提供时，集电极电流一直保持比基极偏置电流大hFE倍，以至于即使输入功率增加集电极电流也不会增加。因此，当集电极偏置电流设置为相当于由稳压电源施加的基极偏压时，大电流工作时的经验告诉我们增益压缩发生在低输入功率时。换句话讲，饱和特性下降引起电源附加效率减小和线性度降低。
还有，在基极偏压是由稳压电源提供而且当输入功率较大时，当集电极偏置电流设置为相当于集电极电流时，即使没有RF信号提供而且输入功率小时，集电极也有电流流过，因而导致功耗增加等问题。
因为上述理由，采用发射极接地双极晶体管的功率放大器不可缺少地需要一种以接近于稳压电源方式工作的基极偏置电路。作为一个以接近于稳压电源方式工作的基极偏置电路的常规例子，第一常规放大器描述在日本专利No.3377675的文件中。这是在图1中图解说明。这个电路的工作将根据日本专利号No.3377675的实施例进行描述。
图1(参照日本专利No.3377675的文件中的图1)是日本专利No.3377675中的第一常规放大器的电路图，图2(参照日本专利No.3377675中的图2)是显示施加到图1中图解说明电路的晶体管基极和二极管的电压图，而图3(参照日本专利No.3377675中的图3)是显示当包括双极晶体管的发射极接地放大器被用作线性放大器时输入/输出的特性图，为了给基极一侧的B1点提供外加电压，从外加电压源VB施加的电压可以变为任意电压值，例如，利用电阻R1和R2经过电阻分压，然后二极管D1是插接在图中B2点和B1点之间以致B1点与二极管的阴极相对，如图1中说明的图1电路的特性。同时，电容C1插接在B2点和地电位之间，因而产生的效果是，阻抗值与从B2点看偏压电阻一侧的阻抗相比较是足够小。
当图1中发射极接地晶体管Tr1的工作点设置为甲-类区域时，当输入功率具有足够小的电压如图5(参照日本专利No.3377675中的图9)中描述的V1时，而且当输入功率具有不超过施加到B1点的基极电压VB1与基极集电极二极管的导通电压Vth之间电位差的电压幅值时，晶体管Tr1处于线性工作状态以便在增益和输入/输出功率两者呈现恒定相位偏移。然而，当B1点电压振幅V2增加时，如输入功率增加，而且超过施加到上述B1点的基极电压VB1与基极-发射极二极管的导通电压Vth之间的电位差，如图5中描述的V2，晶体管Tr11进入非线性工作状态，并且不能保持甲-类的工作点，因此功率增益逐渐地减小。还有，当B1点电压值变动到电位等于或者低于基极-发射极二极管的导通电压Vth时，在上述晶体管Tr1的基极与发射极之间出现导通状态时间和断开状态时间。
在导通状态下，基极-发射极二极管的输入阻抗等于保持在甲-类工作点时的输入阻抗，而在断开状态下，与保持在甲-类工作点时的输入阻抗相比较基极-发射极二极管的输入阻抗较高，在这种场合下其导致B1点的电压值大大地倾向负的一边。当保持在甲-类工作点，在整个时间上平均时，B1点的电压值是常数VB1，而在断开状态期间，在整个时间上平均时，B1点的电压值小于VB1。基极-发射极二极管的结电容值具有电压相关性。因此，施加在基极与发射极之间的电压波动使基极-发射极二极管的结电容变动，以致发射极接地放大器的输入阻抗呈现不同于当输入功率足够小而且保持甲-类工作时的输入阻抗的值。
另一方面，B2点的电位由稳压电源的电压值和电阻R1、R2的分压比来确定，而且不受输入功率增加的影响，以致如果B1点电位变得低于如上所述小信号工作期间的电位时，施加在图1所示二极管D1两端的电压值VBE2逐渐地增加，如图2所示。于是，在偏置电路中二极管D1所具有的结电容，相对于上述发射极接地晶体管Tr1的基极-发射极二极管的结电容波动，呈现出反向波动。因此，当输入功率逐渐增加时，伴随着发射极接地晶体管Tr1的输入阻抗波动输入功率在振幅上增加，然而，二极管阻抗的变动消除了这些波动，因此与常规电路相比较，就有可能抑制发射极接地晶体管Tr1输入阻抗的波动和减少通道相位偏移。此外，当二极管D1两端电压的增加导致经由二极管D1流入晶体管Tr1基极的电流值增加时，则集电极电流增加，使其能够解决集电极的饱和输出功率和同样增加了功率增益的降低。
然而，当输入功率变得较高而使流入二极管D1的偏置电流增加时，由于由R1所引起的电压降使电压变得较低，以及甚至图2中的B2点电位也变得较低，则该电路不再作为稳压电源工作。因此存在第一个问题，即流经电阻R2的电流必须增加到致使流入二极管D1的电流可以忽略的程度。
第一问题是通过图4的第二常规放大器来减轻，其在同一日本专利No.3377675中的图4中描述。在图4中，双极晶体管Tr2连接在利用电阻R1、R2分压电源电压VB的基极偏置电路的B2点与晶体管Tr1基极之间，因此晶体管Tr2的基极-发射极定位在正向连接，并且电源电压VC加到晶体管Tr2的集电极。电容器C1插接在基极偏置电路中的B2点，既晶体管Tr2的基极端与地之间，它比从基极看偏压电阻R1、R2时的阻抗呈现足够小的阻抗。
这个第二常规放大器利用晶体管Tr2的基极与发射极之间的PN结，与利用安排在图1中图解说明的基极偏置电路中二极管D1的PN结大不相同，其中电路的工作实质上与安排二极管D1在基极偏置电路中的第一常规放大器相同，如图中1所示。然而，因为上述晶体管Tr2形成一个放大器电路，基极偏置电流是由这个晶体管Tr2放大，并且提供给发射极接地晶体管Tr1的基极。因此，这可以减少流入基极偏置电路的电流，该偏置电路由上述电阻R1、R2组成用于产生初始基极偏置。
虽然减少了电流，但是第二常规放大器类似于第一常规放大器，它仍然遭受第一个问题，既流经电阻R2的电流必须增加到致使流入晶体管Tr2基极的电流可以忽略的程度。此外，因为发射极接地双极晶体管呈现非常高的互导，所以基极必须施加精确的稳定电压。然而，在第一与第二偏置电路中，是利用电阻R1、R2通过电阻分压而产生这个电压，由于温度、制造时的变化等而产生了第二个问题，即基极与发射极之间的电压波动强烈影响了它们。
描述在日本专利JP-A-2002-9559中的第三常规放大器减轻了第一和第二个问题。图6(参看JP-A-2002-9559中的图5)图解说明第三常规放大器的电路图。在第三常规放大器中，电阻18不是直接接地，而是通过一个由双极晶体管Tr19和双极晶体管Tr20组成的基准电压电路接地。双极晶体管Tr19的基极电位等于双极晶体管Tr20的VBE与双极晶体管Tr19的VBE之和。
这个电路如此设计以致双极晶体管Tr20的集电极电流强度等于功率晶体管Tr22的集电极电流强度。因此，功率晶体管的VBE等于功率晶体管Tr22的VBE。
功率晶体管Tr22的基极电流被设置为等于双极晶体管Tr21的发射极电流；双极晶体管Tr20的基极电流被设置等于双极晶体管Tr19的发射极电流；双极晶体管Tr20的发射极面积被设置等于双极晶体管Tr19的发射极面积；和功率晶体管Tr22的发射极面积被设置大于双极晶体管Tr21的发射极面积。因此，双极晶体管Tr21的VBE高于双极晶体管Tr19的VBE。电阻18的电压降等于双极晶体管Tr21的VBE与双极晶体管Tr19的VBE之间的差值。
为简单起见，在此假定这些晶体管的直流电流放大倍数比全部等于β，[方程式1]ICTr22=β2·IBTr21=β2·{Iref-ICTr20(1+1β2)}---(1)]]>在此，事实说明放大器如此设计以致双极晶体管Tr20的集电极电流强度等于功率晶体管Tr22的集电极电流强度，ICTr22与ICTr20之问的关系等于功率晶体管Tr22与双极晶体管Tr20关于面积比之间的关系。当S22指定为功率晶体管Tr22的面积，而S20指定为双极晶体管Tr20的面积时，[方程式2]ICTr22=11β2+S22S20(1+1β2)·Iref---(2)]]>当β2＞＞1时，该电路作为具有ICTr22(S22/S20)Iref的电流源。
这个电路可以减轻上述的第二个问题，因为由于温度和制造时的变化而引起这些VBE的改变可以互相消除。还有，关于上述的第一问题，因为功率晶体管Tr22的VBE的减小不影响双极晶体管Tr20的VBE，而且它们不能互相消除，所以该电路能够以接近于稳压电源的方式工作。
在此，Iref是由下面方程式给出[方程式3]Iref=VB-VBETr21VBETr22R17---(3)]]>而且受VBE波动的影响。
然而，图4中第二常规放大器的偏置电路存在第一个问题，即流过电阻器R2的电流必须增加到致使流入晶体管Tr2基极的电流可以忽略的程度，而在图6中第三常规放大器的偏置电路中，因为如果选择大的面积比可以减小Iref的值，所以可以增加R17的值以便保持较小的波动。
根据日本专利No.3377675的实施例，关于放大晶体管的偏置已经按照上述考虑设置为甲-类。在下文中，将描述那些当偏置为乙-类或接近于乙-类的甲乙-类时的常规放大器。在码分多址(CDMA)携带式电话终端(例如W-CDMA)中，为了避免近-远问题(由于来自相邻终端无线电波的影响而不能通信的问题)，输出功率控制超过50dB。因此，在安装大量基站的区域，在增加的频率上利用较低的功率来实现通信。当使放大器的工作从甲-类接近于乙-类时，在低-功率传输中功率消耗与输出功率的比值是较低的。换句话讲，当放大器工作在接近于乙-类的状态时，则提供较高的功率附加效率。
现在考虑发射极接地放大器电路工作在接近于乙-类的情况，其偏置是由上述以接近于稳压电源方式工作的第一到第三常规放大器的偏置电路提供的。由于基极-发射极二极管的整流作用，因为基极电流随着输入功率增加而增加，其偏置在接近于乙-类状态的发射极接地放大器电路导致增益扩展，如图7所示。
当这个具有增益扩展特征的放大器施加有与功率变化有关的宽带调制信号时，例如W-CDMA信号，则增益波动，其中第三个问题发生在导致信号畸变增益波动中。如图8所示，这个信号畸变对旁边通信信道的相邻信道可视作是干扰波。在该信道上信号强度与相邻信道干扰波的强度比被称作“相邻信道功率比”(ACPR)。
作为解决第三个问题的一般例子，有畸变消除逼近法，如日本专利JP-A-2000-183663、JP-A-2002-111400、JP-A-2002-171145和JP-A-10-135750中所建议。对它们来讲这些方法都具有一个共同点，如相对立，具有增益扩展特性的放大级显示在第二放大级，显示在第一放大级的另一个放大级设计成具有增益压缩特性，从而抵消双方的增益波动而减少畸变，如图9中图解说明。在下文中，将描述利用增益扩展放大级和增益压缩放大级消除畸变。
任意放大器放大特性的泰勒展开式如下面所示[方程式4]Vout=ΣnanVinn---(4)]]>当这个放大器施加有两个正弦波时，由此给出[方程式5]Vin＝A(sinω1t+cosω2t)(5)由于放大器的非线性，所以在主信号与畸变分量中产生变化。
当将方程式(5)代入方程式(4)时，并且计算方程式(4)直到n＝5，Vout的频率ω1分量由下式给出[方程式6]Vout|ω1=(a1A+94a3A3+254a5A5)sinω1t---(6)]]>在正弦函数的系数之间，a1A表示放大率(即，增益)，而其它的表示相对于输入振幅(即，或者是增益扩展或者是增益压缩)的增益波动。还有，Vout的频率分量2ω1-ω2由下式给出[方程式7]Vout|(2ω2-ω1)=(34a3A3+258a5A5)sin(2ω1-ω1)t---(7)]]>方程式(7)表示Vout的第三互调制畸变(IM3)分量。这里，当a1、a3、a5具有相同的符号时，则方程式6)显示增益扩展特性，其中增益与输入振幅A一起在A的较宽范围内增加。还有，在同样的情况下，方程式(7)的正弦函数与方程式(6)正弦函数具有同样的系数。用这种方法定义，基波与IM3同相位匹配。
通常，相位不能对具有不同频率的信号定义，但是在这种场合，方程式(5)显示的信号用作输入，由频率(ω2-ω1)/2π间隔开的两个波彼此每2π/(ω2-ω1)秒在相位上同相匹配。同样，因为由(ω2-ω1)/2π彼此间隔的基本波与IM3具有每2π/(ω2-ω1)秒相同的相位角，所以它们用术语“同相位”和“反相位”定义。方程式(6)、(7)显示，在输入功率的较宽范围内增益扩展占优势时，基波和IM3同相位匹配。
这里，如果在后续级由前级的放大畸变产生的IM3相位与由在后续级放大基波产生的IM3相位相差±90度，则发生畸变消除现象。同样地，在下文中为简单起见，基波与IM3之间相位角在±90度之内用“同相位”表示，而相位角大于±90度用“反相位”表示。
作为例子，图10显示当图6中图解说明的第三常规放大器偏置为接近于乙-类的甲乙-类时基波与IM3信号之间的相位关系。这里，因为IM3信号的幅值与基波比较小，所以为了图解说明起见将它的幅值扩大十倍。相位绝对值没有特殊的意义，因为它简单地表示为输入/输出的延迟。接着，图11显示在这种场合增益扩展的外部特性。
图10中绘出的输入功率范围在图11中用箭头指示。在很多情况下，基波是与呈现增益扩展特性的放大器中IM3同相位。图13显示当采用增益扩展放大器(它使用图12中的增益可调放大器和乘法器)分析时，基本波与IM3信号之间可仿效的相位关系。在此，为了图解说明起见IM3的幅度又扩大了十倍。如图所示，基本波与IM3同相位。还有，图14显示在这种场合增益扩展的现象。图14显示增益扩展特性。
相反地，在多数情况下，在呈现增益压缩特性的输入放大器中基波与IM3相位相反。通常就是这样，利用增益扩展放大器，图15显示当采用增益扩展放大器(它使用图12中具有增益控制端反向控制特性的可变增益放大器和乘法器)分析时，基波与IM3信号之间可仿效的相位关系。在此，为了图解说明起见IM3的幅度又扩大了十倍。如图所示，基本波与IM3相位相反。还有，图16显示增益扩展的现象。图16显示增益压缩特性。
具体地，因为基波与IM3的相位角是在各自的级转换，所以可以通过增益扩展放大级与增益压缩放大级的结合减少畸变，以致为了消除相位不同，在前级产生而在后续级放大的IM3相对于在后续级由放大的基波产生的IM3具有相反的相位。
在下文的方法中，各个常规的例子都试图减少畸变。首先，在JP-A-2000-183663中描述的常规例子中，对于场效应晶体管放大器电路的栅极偏压被设置成乙-类，以便在图9图解说明的第一放大级具有增益扩展特性，同时对于场效应晶体管放大器电路的栅极偏压被设置成甲乙-类，以便在第二放大级具有增益压缩特性，从而增益扩展特性与增益压缩特性抵消以至于减少畸变。
接下来，在JP-A-2002-111400中描述的常规例子中，对于HBT放大器电路的基极偏置被设置成甲乙-类，以便在图9图解说明的第一放大级具有增益扩展特性，同时对于HBT放大器电路的栅极偏压被设置成甲-类，以便在第二放大级具有增益压缩特性，从而增益扩展特性与增益压缩特性抵消以致减少畸变。
然后，在JP-A-2002-171145中描述的常规例子中，对于MES放大器电路的栅极偏置被设置成甲-类，以便在图9图解说明的第一放大级具有增益压缩特性，同时对于MOS放大器电路的栅极偏压被设置成甲乙-类，以便在第二放大级具有增益扩展特性，从而增益扩展特性与增益压缩特性抵消以致减少畸变。
最后，在JP-A-10-135750中描述的常规例子中，对于HBT放大器电路的基极偏置被设置成甲乙-类或丙-类，以便图9中的第一放大级具有增益扩展特性，同时对于HBT放大器的栅极偏置被设置成甲-类，以便在第二放大级具有增益压缩特性，从而增益扩展特性与增益压缩特性抵消以致减小畸变。
为简单起见，这些常规的例子统称“第四常规放大器”。这个第四常规放大器将增益扩展放大级与增益压缩放大级结合以减小畸变，因此具有了第四个问题，不能将在低输出时具有较好功率附加效率而呈现增益扩展特性的放大器应用于到所有的放大级。
此外，作为试图通过消除相位-转换畸变而减少畸变的一些常规例子，有一种差分频率注入技术，如日本专利号No.3337766和JP-A-2003-338713中建议的。
图17是一个通过二阶畸变(差分频率)注入技术来补偿畸变的示图，显示在日本专利编号No.3337766的图9中。提供将差分频率注入到非线性元件中，相位-转换的畸变分量被消除。
假定在方程式(4)，输入信号是由两个正弦波和它们之间的差分频率之和给出，则有[方程式8]Vm＝A(sinω1t+sinω2t+Dcos(ω2-ω1)t) (8)将方程式(8)是代入方程式(4)，并且计算方程式(4)直到n＝5。则，由放大器的非线性引起Vout的基波(ω1)分量由下式给出[方程式9]Vout|ω1]]>={a1A+94a3A3(1+23D2)+254a5A5(1+1058D2+158D4)+a2A2D+a4A4(6D+32D3)}sinω1t---(9)]]>还有，Vout的IM3(2ω1-ω2)分量由下面给出 Vout|(2ω1-ω2)]]>={34a3A3(1+D2)+258a5A5(1+3D2+25D4)+16a2A2+12a4A4(9D+3D3)}sin(2ω1-ω2)t---(10)]]>因此可以理解，在一定的输入振幅A条件下，方程式10中显示的IM3分量可以通过选择注入量合适的D值(负)来减小。然而，因为注入量D不能选择独立于输入振幅A的值来减少IM3，所以必须通过任何例如反馈、前馈等方法来优化注入量。
为简单起见，日本专利文件No.3337766和JP-A-2003-338713的常规例子统称位“第五常规放大器”。第五常规放大器具有第五个问题，即注入量必须通过反馈、前馈等调整，因为最理想的注入量取决于输入振幅。
总结上文所述，已有技术存在下列问题。
如上所述的第三个问题，为了在低输出时增加附加功率的效率，第一到第三常规放大器都有缺点，其中当它们被使用接近于乙-类状态的偏置时，由于增益扩展而信号发生畸变。
还有，如上所述的第四个问题，第四个常规放大器有不能采用放大级的缺点，由于如上所述的第三个问题，所有的级在低输出时都呈现较好的功率附加效率。
然后，如上所述的第五个问题，第五常规放大器也有缺点，即由于最佳注入量在输入振幅上的依赖性，在差分频率信号注入中，必须通过反馈、前馈等调整注入量。

发明内容
本发明的第一个目的是提供用于为具有增益扩展特性的放大级转化畸变的装置。
本发明的第二个目的是提供一种方法，其采用一种通过将多级放大器的所有级偏置设置到接近于乙-类状态而具有增益扩展特性，在低输出时具有较高的功率附加效率的放大级。
本发明的第三个目的是提供一种方法，其采用一种通过将多级放大器的所有级偏置设置到接近于乙-类状态而具有增益扩展特性，而不必通过反馈、前馈等来实施最佳量控制的放大级。
本发明的放大器具有增益扩展特性，该特性呈现出在一定的输入功率或输出功率范围内，增益随着输入功率或输出功率的增加而提高，其中该放大器的特点在于具有这样的输出特性，即当放大器施加有两个频率接近的波形信号时，在两个波信号同相位匹配的时刻，第三阶交叉调制畸变的相位自两个波信号此刻的相位旋转90或更多。
根据本发明，在各个级的畸变都可以在多级放大器中相互抵消。再有，放大级偏置设置在接近于乙-类状态，其在低输出时呈现较高的功率附加效率，可以在多级放大器的所有级中使用。


图1是用于描述第一常规放大器的电路图。
图2是用于描述关于第一常规放大器的输入功率在每一点上的电位差图。
图3是用于描述关于第一常规放大器的输入功率在增益和相位上的波动图。
图4是用于描述第二常规放大器的电路图。
图5是用于描述第一常规放大器的图。
图6是用于描述第三常规放大器的电路图。
图7是用于描述增益扩展特性的示图。
图8是用于描述相邻信道功率比(ACPR)的示图。
图9是用于描述第四常规放大器的示图。
图10是显示当第三常规放大器偏置设置成接近于乙-类的甲乙-类时基波与IM3信号之间的相位关系。
图11是用于描述当第三常规放大器偏置设置成接近于乙-类的甲乙-类时输入功率与增益之间关系图。
图12是用于描述增益扩展放大器的电路图。
图13是用于描述常规增益扩展放大器中基波与畸变之间的相位关系图。
图14是用于描述当利用图12的电路建立增益扩展放大器时输入功率与增益之间的关系图。
图15是用于描述常规增益压缩放大器中基波与畸变之间的相位关系图。
图16是用于描述当利用图12的电路建立增益压缩放大器时输入功率与增益之间的关系图。
图17是用于描述第五常规放大器的示图。
图18是用于描述第二常规放大器电路中基波与畸变之间的相位关系图。
图19是用于描述在第二常规放大器电路中输出功率与增益之间的关系图。
图20是用于描述在第二常规放大器电路中晶体管Tr1的基极-发射极电压与晶体管Tr2的发射极电流之间的关系图。
图21是用于描述第二常规放大器电路中基波与畸变之间的相位关系图。
图22是用于描述在第二常规放大器电路中输出功率与增益之间的关系图。
图23是用于描述第二常规放大器电路中基波与畸变之间的相位关系图。
图24是图解说明本发明第一实施例的示图。
图25是用于描述本发明第二实施例的电路图。
图26是用于描述在本发明第二实施例中基波与畸变之间的相位关系图。
图27是图解说明本发明第二实施例的示图。
图28是用于描述本发明第二实施例的电路图。
图29是用于描述在本发明第二实施例中基波与畸变之间的相位关系图。
图30是图解说明本发明第三实施例的示图。
图31是图解说明本发明第四实施例的示图。
图32是图解说明本发明第五实施例的示图。
图33是图解说明本发明第六实施例的示图。
图34是用于描述本发明第六实施例的电路图。
图35是用于描述在本发明第六实施例中基波与畸变之间的相位关系图。
图36是用于描述在本发明第六实施例中晶体管26发射极电位的瞬时地与提供给同样晶体管26发射极的电流之间的关系图。
图37是图解说明在本发明第七实施例中多级放大器中畸变消除的概念示图。
图38是图解说明本发明第七实施例的示图。
图39是用于描述本发明第七实施例的电路图。
图40是用于描述本发明第七实施例的电路图。
图41是用于描述根据本发明第七实施例畸变消除的示图。
具体实施例方式
首先描述本发明的原理。
本发明的放大器是一种放大输入功率以便产生输出功率的放大器，而且它具有增益扩展特性，该特性呈现增益在输入功率或者输出功率的一定范围内根据输入功率或者输出功率的增加而提高，而且该放大器的特点是具有位于输入端的用于在高频压缩振幅的装置。
当本发明用于多级放大器时，该多级放大器将输入功率放大以产生输出功率，而且它包括至少两个或者两个以上具有增益扩展特性的放大级，该特性呈现增益在输入功率或者输出功率的一定范围内根据输入功率或者输出功率的增加而提高，而且其特征是，至少放大级的一级而不是最后一级具有位于输入端的用于在高频(在增益扩展功率范围内)压缩振幅的装置。
如第四常规放大器举例说明的常规例子试图通过结合增益扩展放大级和增益压缩放大级来减少畸变。虽然在许多放大器都建立了这种关系，如果增益扩展放大级与增益压缩放大级结合，那么畸变能够减小则不是必不可少的。这是因为方程式4中放大器的特性是如此，仅仅显示瞬时输入值将呈现瞬时输出值的关系，而且不包括扩展增益的影响，当放大器加偏置(例如接近于乙-类)时，结果导致与输入功率增加相关的偏置量的增加。
换句话说，这意味着即使放大器具有接近于乙-类的偏置，这扩展了增益，结果偏置量的增加与平均输入功率增加有关，基波与IM3可以通过改变瞬时输入值与瞬时输出值之间的关系转换相位。在本发明的放大器中，通过在放大器的输入端提供呈现瞬时振幅压缩的振幅压缩特性，消除了具有增益扩展特性和基波与IM3彼此具有相反相位的特性的放大级和具有增益扩展特性和基波与IM3具有同相特性的正常放大级之间的畸变，因此在输出端出现的畸变减小。因此，一种被偏置到接近于低输出时高效率的乙-类放大级可以被使用在放大器的所有级中。
为了更详细地解释这些影响，将举例描述其中端点B2由图4中图解说明的第二常规放大器中稳压电源来提供偏置(上述第一个由增加输入功率所引起B2电位减小的问题可以通过稳压电源提供偏置B2来避免。此外，与温度和制造变化有关系的第二个问题在此不予考虑)。当第二常规放大器使用接近于乙-类偏置时，如果某些条件满足，则放大器可以在增益扩展区域转换畸变。
这些条件确定偏置提供晶体管Tr2的大小是放大晶体管Tr1的1/10或更大，而且在某种程度上输入振幅较大。图18显示分析放大器A时基波与IM3之间的相位关系，分析依据假设放大器A呈现Tr1的面积与Tr2的面积比等于5∶1。为了图解说明起见IM3扩大了50倍。当输入较小时，IM3开始与基波在相同的方向产生，然后转换到与基波相反的方向。图19显示在这种场合下输出功率与增益的关系。相对于16dBm(毫瓦分贝)或者更小的输出功率，图18中显示的功率范围扩展了增益，因此即使在增益扩展的功率范围内基波与IM3彼此也具有相反的相位。
由于下面的原因，当振幅大时IM3的相位转换。图20显示晶体管Tr1的VBE瞬时值与晶体管Tr2发射极提供的电流之间的关系。这张图显示的是负载线，其表示晶体管Tr2的内阻。为了在输出提供16dBm和6dBm而提供给两个频率时，图中显示的两条线表示接近最大振幅(此刻两个频率正好彼此相加)的负载线。正如你从图中看到的，很清楚，与小振幅时比较，当振幅较大时，基极电位减小时Tr2的输出阻抗非常小。
这种阻抗的变化使输入信号的一部分泄漏到偏置电路，结果导致压缩振幅瞬时值和在输出端转换了基波与IM3的相位。
现在假定放大器B是一种Tr1面积按系数7.2增加，而且Tr1面积与Tr2的面积比为36∶1的放大器。然后，图21显示分析放大器B时基波与IM3之间的相位关系。同样地，为了图解说明起见IM3扩大了50倍。图22显示在这种场合下输出功率相对于增益的关系。相对于16dBm或者更少的输出功率，图21显示的功率范围随着增益被扩展了。在这种场合下，基波与IM3同相位。这是因为Tr1的扩展面积导致Tr1基极较低的输入阻抗，因此在偏置电路的阻抗改变成较小时使其影响明显更小。这可以如下面所说明。因为Tr1基极阻抗减小导致在同样的输入功率下电压振幅较小，所以为了变动振幅，直到Tr2的输出阻抗减少为止，输入功率变得相对较高。
这里，当基波与IM3在放大器A的输入功率范围内具有彼此相反的相位时，而基波与IM3在放大器B中同相位，看起来在前级采用放大器A和后级采用放大器B的二级放大器中可以减少畸变，但是这并不准确。因为从图22可以看到，当输出是16dBm时增益大约是14dB，所以2dBm的输入功率施加到放大器B。图23显示当放大器A产生2dBm的输出功率时基波与和IM3之间的关系。在这种场合下，因为基波与IM3同相位，所以在放大器产生和由放大器B放大的IM3与放大器B产生的IM3相加而增加了畸变。
在此，在本发明的放大器中，使得放大晶体管一侧的输入阻抗当从输入看时显得较大，由于较低的输入振幅，基波和IM3彼此有相反的相位，以致畸变可以由基波与IM3同相位的前级放大器来消除。因此，偏置在接近于乙-类状态而且在低输出时具有较高效率的放大级可以在所有级中使用。
此外，当本发明使用多级放大器时，在前级产生的畸变由后级产生的畸变来消除。通常，因为IM3的增加比输入功率的增加多三倍，所以前级和后级的畸变量相关地增加。因此，根据本发明，在没有根据输入功率引入最佳控制(例如反馈、前馈等)情况下，可以在输入功率的较宽范围内提供畸变减小的效果。
现在考虑注入主信号的三倍频波，作为一个例子，其通过在输入单元提供振幅压缩可以减少增益扩展放大器的畸变。
在方程式(4)中，假定输入信号是包括两倍波和三倍波的正弦波之和，表示如下[方程式11]Vm＝A(sinω1t+sinω2t+D(sin3ω1t+sin3ω2t))(11)当三倍波被加到该正弦波时，该三倍波在基波的峰值处具有相反相位的峰值，以致最大振幅被压缩。
将方程式(11)代入方程式(4)，并且计算方程式(4)直到n＝5，由放大器的非线性所产生的Vout基波(ω1)的分量由下式给出[方程式12]Vout|ω1]]>={a1A+94a3A3(1-13D2-43D2)+254a5A5(1-54D+158D2-910D3+95D4)}×sinω1t---(12)]]>另一方面，Vout的IM3(2ω1-ω2)份量由下式给出[方程式13]Vout|(2ω1-ω2)]]>={34a3A3(1-2D)+258a5A5(1-3D+185D2-185D2)}sin(2ω1-ω2)t---(13)]]>因此，应该理解当对注入量D选择合适的值时，由方程式(13)给出，IM3分量能够在输入振幅A中减小。在这种场合，与方程式(10)不同，每项都可以独立地消除。例如，当D＝0.5时，IM3中的a3项是零。因此，甚至注入量被固定在某一特定值上，也可以在输入振幅比较宽的区域内减少畸变。
在下文中，将描述具体的实施例。
第一实施例图24是图解说明根据本发明第一实施例的相对于基波而转换IM3相位的放大器示图。放大晶体管1构成发射极接地的放大器电路，其中晶体管1的基极经过阻抗元件2与输入匹配电路3和偏置提供二极管4的阴极连接。偏置提供二极管4的阳极与在高频时呈现十分低的阻抗的基准电源5连接。晶体管1的集电极经过负载6与集电极电源7连接以及经过输出匹配电路8与输出端9连接。
图解说明这个实施例的图24对应于图解说明第一个常规例子的图1。将图24图解说明的第一实施例与图1的第一常规例子进行比较，在已有技术中，偏置提供二极管D1阴极直接与放大晶体管Tr1的基极端连接，而在这个实施例中，偏置提供二极管4阴极通过阻抗元件2与放大Tr1连接。由于连接了阻抗元件2，放大晶体管1的输入阻抗从输入端10看进去显得较高，因此从低输入功率获得基波与IM3彼此具有相反相位的状态。这里，因为偏压是经过阻抗元件2提供给放大晶体管1的，所以这个阻抗元件2不能阻碍直流。因为这个实施例在效果与工作上实质与第二实施例相同，所以后面将一起在第二实施例中描述。
第二实施例图27是图解说明根据第二实施例的相对于基波转换IM3相位的放大器，并且与第二个常规例子的图4对应。这个实施例利用偏置提供晶体管11的基极-发射极代替第一实施例中的二极管4。因此，其效果与工作都与第一实施例的相同。当基准电源5通过电阻实现时，电阻引起电压降，所以这个实施例减轻了上述第二个问题。在这个实施例中，因为偏压也经过阻抗元件21提供给放大晶体管1，所以这个阻抗元件21不阻碍任何直流电流。因为这个实施例在效果与工作上实质与上面所述第一实施例相同，所以将在下面一起描述。
图25是用于描述本发明第二实施例的示图，给出更具体的例子。为了应用该描述到第一实施例，偏置提供晶体管11的基极-发射极被认为是取代偏置提供二极管4。图25图解说明一个采用电阻13和电容14的并联电路作为阻抗元件2的更具体例子。还有，基准电源5使用的是基准电源35，它类似于图6中图解说明的第三常规放大器。然而，偏置提供晶体管11的基极利用电容19接地，以致对于高频呈现足够低的阻抗。
砷化镓(GaAs)异质-结双极晶体管(HBT)用来作为分析的晶体管模型，每个具有发射极面积120μm2的五个单元HBT并联连接用作放大晶体管1，阻抗元件2的电阻13由五个250Ω电阻并联组成，它还作为晶体管1的镇流电阻，而五个0.8微微法(pF)的电容并联以便构成阻抗元件2的电容14。具有发射极面积120μm2的HBT用作偏置提供晶体管11。具有发射极面积30μm2的HBT用作基准电源35的晶体管15、16。一个2pF的电容用作基准电源35内部的电容19。一段具有相对于基波波长四分之一波长的导线用作负载6，而3.5V稳压电源用作集电极电源7和偏置电源12。
图26显示当输出功率是2dBm时基波与IM3之间的关系，分析的结果是如此设置基准电源35和控制电源20的电路参数，以致当没有输入信号从输入10施加时放大晶体管1的集电极电流是5mA，而且其中两个频率f1＝1948(MHz)和f2＝1952(MHz)用作基波。这里，为了图解说明起见IM3扩大了50倍。IM3相位与基波反相。
在完全相同的条件下，任何一个1当将直接连接偏置提供晶体管11的发射极和内部阻抗元件2电容器14的导线断开时；2当阻抗元件2拆除时，偏置提供晶体管11的发射极直接连接到放大晶体管1的基极，而且采用2.2Ω(250/βΩ)的镇流电阻并且连接到发射极一侧；和3在图25的电路图中，当内部基准电源35电容器19除去时，相对于高频，从输入10(输入匹配电路3的出口)看进，偏置提供晶体管11的发射极输出阻抗变得高于放大晶体管1的基极输入阻抗，以致当输出功率是2dBm时IM3与基波同相位。
图28是为了更具体地描述本发明第二实施例图解说明的另一个例子示图，这里电感22被用作阻抗元件21。同样地，为了应用到第一个实施例的描述，偏置提供晶体管11的基极-发射极在此也考虑代替偏置提供二极管4。图29显示当输出功率是2dBm时基波与IM3之间的关系，分析的结果是除了用作阻抗元件21的50nH电感22以外，都是在与第一实施例相同的条件下完成，而且采用2.2Ω(250/βΩ)的镇流电阻并且并联连接在发射极一侧。这里，为了图解说明起见将IM3的幅值扩大了50倍。IM3相位与基波反相。
这里，将图29图解说明的这个实施例中的IM3幅值与基波幅值的比和图23图解说明常规例子中IM3幅值与基波幅值的比进行比较，这个实施例中提供了IM3幅值与基波幅值的更大的比值。这个意味着本发明提供一种用于减少多级放大器畸变的技术，但是它不是必须用于减少单级放大器畸变的技术。
在与这个实施例完全相同的条件下，任何一个1当阻抗元件电感22被除去时；和2在图28的电路图中，当内部基准电源35电容器19除去时，相对于高频，从输入10(输入匹配电路3的出口)看进，偏置提供晶体管11的发射极输出阻抗变得高于放大晶体管1的基极输入阻抗，以致当输出功率是2dBm时IM3与基波同相位。
第三实施例图30是图解说明根据本发明第三实施例的相对于基波转换IM3相位的放大器示图。放大晶体管1构成发射极接地的放大器电路，其中晶体管1的基极由偏置提供二极管23提供偏置。还有，同样的晶体管1基极通过阻抗元件25与输入匹配电路3和偏置提供二极管24连接。偏置提供二极管23和24的阳极都与基准电源5连接。晶体管1的集电极通过负载6与集电极电源7连接，而还通过输出匹配电路8连接到输出端9。
因为这个实施例在效果与工作上与第六实施例相同，所以后面在第六实施例中一起描述。
第四实施例图31是图解说明根据本发明第四实施例的相对于基波转换IM3相位的放大器示图。这个实施例利用双极晶体管26的基极-发射极代替第三实施例中的二极管24。于是，因为第四实施例在效果与工作上与第三实施例以及第五到第六实施例相同，所以后面在第六实施例中一起描述。
第五实施例图32是图解说明根据本发明第五实施例的相对于基波转换IM3相位的放大器示图。这个实施例利用双极晶体管27的基极-发射极代替第三实施例中的二极管23。于是，因为第五实施例在效果与工作上与第三实施例，第四实施例，和第六实施例相同，所以后面在第六实施例中一起描述。
第六实施例图33是图解说明根据本发明第六实施例的相对于基波转换IM3相位的放大器示图。这个实施例利用偏置提供晶体管26、27的基极-发射极代替第三实施例中的二极管23、24。于是，第六实施例在效果和工作上与第三到第五实施例相同。
关于第三到第六实施例的工作，IM3的相位相对于基波而转换，其理由实质上与第一到第二实施例一样。因为这个实施例在效果和工作上与第三到第五实施例相同，所以第六实施例将举例与它们一起描述。
图34是用于描述本发明第六实施例的示图。在图34中，图33中的阻抗元件25包括电阻30和电阻31串联电路并与电容32并联的电路。还有，基准电源36与图6中图解说明的第三常规放大器使用的基准电源5在结构方面是相同的。
砷化镓(GaAs)异质结双极晶体管(HBT)用来作为分析用的晶体管模型，每个具有发射极面积120μm2的五个单元HBT并联连接用作放大晶体管1，阻抗元件25的电阻30由五个250Ω电阻并联组成，它还作为晶体管1的镇流电阻，和1-kΩ电阻用作电阻31。具有发射极面积120μm2的HBT用作偏置提供晶体管27。还有，具有发射极面积30μm2的HBT用作偏置提供晶体管26。具有发射极面积30μm2的HBT用作基准电源36的晶体管15、16。一段具有相对于基波波长四分之一波长的导线用作负载6，而3.5V稳压电源用作集电极电源7和偏置电源12。
图35显示当输出功率是2dBm时基波与IM3之间的关系，分析的结果是如此设置基准电源36和控制电源20的电路参数，以致当没有输入信号从输入10施加时放大晶体管1的集电极电流是5mA，而且其中两个频率f1＝1948(MHz)和f2＝1952(MHz)用作基波。这里，为了图解说明起见IM3的幅值扩大了50倍。IM3相位与基波反相。
图36显示晶体管26的发射极电位瞬时值与相同晶体管26发射极提供的电流之间关系。这个图显示负载线，其表示晶体管26的内阻。当提供两个频率以提供16dBm和6dBm输出时，图中显示的两条线表示接近最大振幅(此刻两个频率正好彼此相加)的负载线。正如你从图中看到的，很清楚，与小振幅时比较，当振幅较大时，基极电位减小时晶体管26的输出阻抗非常小。
第六实施例与第一到第二实施例相同，阻抗的变化压缩了施加到放大晶体管1的振幅瞬时值，而且输出的基波与IM3相位相反。采用第三到第六实施例而带来的优点如下。在第一到第二人实施例中，阻抗元件包括具有阻抗实数部分的电路，例如电阻器与电容器的并联电路，因此当输入匹配完成时，能量被阻抗的实数部分消耗而导致损耗。还有，因为电阻器提供偏置电流给放大晶体管1，所以电阻值必须合理地增加。关于第三到第六实施例的使用，偏置电流可以由偏置提供晶体管27提供给放大晶体管1，以致电阻器31的阻值可以增加以便防止高频经过电阻器一侧。
再者，虽然这个实施例没有特别地采用减少与高频有关的基准电源阻抗的技术，但是当偏置提供晶体管26与27利用电容接地时也可以取得类似的效果。
第七实施例图37与38是图解说明本发明第七实施例的多级放大器每个的示图。在图38中，80、82、84表示匹配电路，而81、83表示放大级。如图38所示，在包括两个或更多具有增益扩展特性放大级的多级放大器中，在输入功率或者输出的一定范围内，增益扩展特性呈现增益随着输入功率或者输出功率的增加而提高，高频的振幅压缩装置是提供在放大级的输入而不是末级。
因为末级的放大晶体管通常具有所有放大晶体管的最大尺寸而且呈现低输入阻抗，所以具有振幅压缩结构的放大级不用在末级，以致很难控制IM3处于基波的相反相位。
图39、40、和41是描述这个实施例的示图。这个实施例在结构(图25)上采用与第一实施例相同的放大级，其中高频振幅压缩结构提供在输入。每个具有发射面积180μm2而且并联连接的三个HBT单元用来作为第一级放大晶体管61，阻抗元件62的电阻器43由三个250Ω电阻器并联组成，它还作为晶体管61的镇流电阻，而三个0.8-pF的电容并联构成阻抗元件62的电容44。具有发射面积60μm2的一个HBT用来作为偏置提供晶体管42。
每一个具有发射面积180μm2而且并联连接的24个HBT单元用来作为末级放大晶体管71，阻抗元件72的电阻器53由24个250的电阻并联组成，它也作为晶体管的镇流电阻，而且24个0.8-pF电容并联构成阻抗元件72的电容54。每个具有发射面积120μm2的两个HBT用来作为偏置提供晶体管52。具有发射面积30μm2的HBT用作基准电源电压35和46的晶体管。一个3pF的电容用作基准电源35中的电容39。每个具有相对于基波四分之一波长的传输线用作负载66、76，而3.5V稳压电源用作集电极电源电压67、77和偏置电源电压36、56。
图41是显示具有W-CDMA信号施加于该放大器，从测量得到增益和相对于输出功率的ACPR变化的示图，其中基准电源电压35、46和控制电源电压45、49的参数如此设置，以致当没有输入信号加到输入端60时放大晶体管61的集电极电流是5mA，而且同样当没有输入信号从输入55施加时放大晶体管71的集电极电流是15mA。图41也显示相对于输出功率的增益和ACPR的变化，为了比较起见，它们仅仅是在图40中的末级放大器中测量的。
在图41中，在输出功率从10dBm到25dBm的范围内，在多级放大器的第一级和末级测量时的ACPR保持低于仅仅在放大器末级测量的ACPR。换句话讲，第一级和末级的畸变在这个功率范围内被消除了。当仅仅将末级的增益与第一级和末级的增益进行比较时，则在输出功率从10dBm到25dBm范围内增益的差别增加了，因此很清楚在这个功率范围内增益在第一级和末级两者被扩展了。
在上述中，高频特性擅长的GaAs异质结双极晶体管(HBT)已经采用作为晶体管，不用说可以产生如使用其它双极晶体管(例如硅锗(SiGe)-HBT、硅(Si)-双极性等晶体管)类似的效果。
再有，虽然采用上述偏置电路的基准电源电压描述在日本专利No.3377765和JP-A-2002-9559中，不用说如采用作用如基准电源的任何电路也可以产生类似的效果，例如使用双层二极管或者雪崩二极管、其它电流镜像电路等的基准电源。
还有，虽然基准电源是经过2pF的电容接地以便在高频范围内呈现足够低的阻抗，当使用不同的电容值时，或者使用除了电容以外的元件(例如，等效电容器)时也可以产生类似的效果。
权利要求
1.一种放大器，它具有在输入功率或输出功率的一定范围内呈现增益随着输入功率或输出功率的增加而提高的增益扩展特性，所述放大器特征在于具有输出特性为当对所述放大器施加两个频率接近的波信号时，当两个波信号同相位匹配时，第三阶交叉调制畸变的相位自两个波信号的相位旋转90度或更多。
2.一种放大器，它具有在输入功率或输出功率的一定范围内呈现增益随着输入功率或输出功率的增加而提高的增益扩展特性，所述放大器特征在于在所述放大器的输入端设置一种用于压缩在高频处振幅的装置。
3.一种放大器，它具有在输入功率或输出功率的一定范围内呈现增益随着输入功率或输出功率的增加而提高的增益扩展特性，所述放大器特征在于；包含第一双极晶体管的发射极接地的放大器电路，具有一个基极端子，基极端子经过不阻碍直流的第一阻抗元件与输入匹配电路以及提供偏置电压的第一二极管阴极连接，而所述第一二极管具有一个阳极，阳极与高频时呈现十分低的阻抗的基准电源连接。
4.根据权利要求3所述的放大器，其特征在于所述第一二极管具有尺寸大小是所述第一双极晶体管发射极面积的1/10或1/10以上的阴极面积。
5.一种放大器，它具有在输入功率或输出功率的一定范围内呈现增益随着输入功率或输出功率的增加而提高的具有增益扩展特性，所述放大器特征在于；第一二极管按照正向连接被设置在包含第一双极晶体管的发射极接地放大器电路的基极端与用于向基极端提供基极偏置电压的基准电压端之间；和包括第二二极管的电路，所述第二二极管与不阻碍直流的第一阻抗元件串联连接并与所述第一二极管并联连接，以致所述第二二极管按照正向连接定位。
6.根据权利要求5所述的放大器，其特征在于所述第二二极管包括第三双极晶体管的基极-发射极，所述第三双极晶体管具有连接到偏置电源的集电极、连接到所述第一阻抗元件的发射极，和连接到基准电压端的基极。
7.根据权利要求3到6所述的放大器，其特征在于所述第一二极管包括第二双极晶体管的基极-发射极，所述第二双极晶体管具有连接到偏置电源的集电极、连接到所述第一阻抗元件的发射极，和连接到基准电压端的基极。
8.根据权利要求3到7所述的放大器，其特征在于所述第一阻抗元件包括由电容和电阻并联组成的电路。
9.根据权利要求3到8所述的放大器，其特征在于从输入端向所述发射极接地放大器电路看进去的高频阻抗高于当从输入端向偏置提供电路看进去的高频阻抗。
10.一种多级放大器，它包括至少两个或更多放大级并且具有在输入功率或输出功率的一定范围内呈现增益随着输入功率或输出功率的增加而提高的增益扩展特性，所述多级放大器特征在于；在提供增益扩展特性的功率范围内，至少所述放大级中除了末级之外的至少一级具有如下的输出特性，以致当所述放大器被施加两个频率接近的波信号时，在两个波信号同相匹配时，第三阶交叉调制畸变的相位自两个波信号的相位旋转90度或更多。
11.一种多级放大器，它包括至少两个或更多放大级并且具有在输入功率或输出功率的一定范围内呈现增益随着输入功率或输出功率的增加而提高的增益扩展特性，所述多级放大器特征在于在所述放大级的除末级之外的至少一级的输入端设置用于在高频压缩振幅的装置。
12.根据权利要求11所述的放大器，其特征在于在设置的用于压缩振幅的装置的输入端，所述放大器电路包括发射极接地的放大器电路，该放大电路包括第一双极晶体管，第一双极晶体管具有连接到输入匹配电路和用于提供偏置的第一二极管的阴极的基极端，其中所述第一二极管具有一个阳极，阳极连接到在高频时呈现十分低阻抗的基准电源。
13.根据权利要求12所述的多级放大器，其特征在于所述第一二极管具有大小是所述第一双极晶体管发射极面积的1/10或1/10以上的阴极面积。
14.根据权利要求12到13所述的多级放大器，其特征在于包括第一阻抗元件，它与包括第一个双极晶体管的所述发射极接地放大器电路的基极端串联相接，而且不阻碍直流。
15.根据权利要求11所述的多级放大器，其特征在于在设置了用于压缩振幅的装置的输入端，所述放大器电路包括第一二极管，它按照正向连接设置在包括第一双极晶体管的发射极接地放大器电路的基极端与用于向基极端提供基极偏置电压的基准电压端之间；以及具有第二二极管的电路，所述第二二极管与第一阻抗元件串联连接并与所述第一二极管并联连接，以致所述第二二极管按照正向连接定位。
16.根据权利要求15所述的多级放大器，其特征在于所述第二二极管包括第三双极晶体管的基极-发射极，第三双极晶体管具有连接到偏置电源的集电极、连接到所述第一阻抗元件的发射极，和连接到基准电压端的基极。
17.根据权利要求14到16所述的多级放大器，其特征在于所述第一阻抗元件包括由电容和电阻并联组成的电路。
18.根据权利要求12到17所述的多级放大器，其特征在于所述第一二极管包括第二双极晶体管的基极-发射极，第二双极晶体管具有连接到偏置电源的集电极、连接到所述第一阻抗元件的发射极，和连接到基准电压端的基极。
19.根据权利要求12到17所述的多级放大器，其特征在于在设置有用于压缩振幅的装置的输入端，所述放大器电路是一种呈现从输入端向所述发射极接地放大器电路看进去时的阻抗高于从输入端向偏置提供电路看进去时的阻抗的放大器电路。
20.根据权利要求12到17所述的多级放大器，其特征在于在设置输入端具有用于压缩振幅的装置的所述放大电路处或之后，放大级呈现出在从输入端向所述发射极接地放大器电路看进去时的阻抗高于从输入端向偏置提供电路看进去时的阻抗。
全文摘要
本发明提供一种用于补偿具有增益扩展特性的多级放大器畸变的装置。本发明还有提供一种用于使放大级的偏置接近于在低输出时呈现较高的功率附加效率的乙类状态的方法，以便在多级放大器的所有级都具有增益扩展特性。本发明的放大器具有增益扩展特性，它在输入功率或者输出功率的一定范围内呈现增益随着输入功率或者输出功率的增加而提高。该放大器的特征在于，包含第一双极晶体管的发射极接地的放大器电路具有一个基极端，它经过不阻碍直流的第一阻抗元件与输入匹配电路以及提供偏置电压的第一二极管的阴极连接，而第一二极管具有一个阳极，它与高频时呈现十分低阻抗的基准电源连接。
文档编号H03F3/343GK1926759SQ20048004224
公开日2007年3月7日 申请日期2004年12月27日 优先权日2004年1月5日
发明者青木雄一 申请人:日本电气株式会社