专利名称：用于直接调频系统的多模式压控振荡器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及调相/调频器，尤其涉及用于锁相环的直接调相/调频的多模式 架构。
背景技术：
调相方案非常有效并且因此在通信系统中被广泛使用。调相方案的简单示例 是四相相移键控(QPSK)。
图1示出图解QPSK如何将两比特数字数据映射到4 个相位偏移之一的星座图。图2示出用于生成经调相信号的典型QPSK(或同相(I) /正交(Q))调制器。该技术依赖于正交信号矢量来实现相位偏移——固有地线性 的技术，因为其单单取决于这些正交信号的匹配。
1/Q调制器提供直截了当的生成经调相信号的办法，其还适用于诸如宽带码 分多址(CDMA)和正交频分复用(OFDM)系统之类的更复杂的方案。使用 锁相环(PLL)来生成经调相信号也是可能的。该办法提供精简的电路系统和较低 的功耗，并且结果在窄带系统中得到了广泛使用。然而不巧的是，PLL架构内的压 控振荡器(VCO)的灵活性是有限的。这在多模式系统中是严重的缺点。因此若 有灵活的多模式VCO供调相器使用将会是有利的。发明概述
提供了用于多模式调相的非常高效的系统。本发明系统的实施例包括用于直
接调制在锁相环(PLL)中使用的多模式压控振荡器(VCO)以合成射频载波信号 的电路系统。
本发明的一方面针对锁相环模块，其包括用于生成频率至少部分地由控制电 压决定的输出信号的多模式压控振荡器。该多模式压控振荡器由在第一模式下操作 期间的第一频率增益、以及在第二模式下操作期间的第二频率增益来表征。该锁相 环模块还包括用于对该输出信号进行分频以产生经分频信号的分频器电路。设有鉴 相/频器用于比较输入基准信号与该经分频信号之间的相位并且用于产生至少一个 相位误差信号。电荷泵电路响应于该至少一个相位误差信号产生电荷泵信号。环路 滤波器响应于该电荷泵信号产生上述控制电压。
本发明在另一方面涉及包括第一输入端口 、第二输入端口和LC储能电路的多 模式压控振荡器。该LC储能电路被配置成响应于在第一输入端口处接收到的第一 信号根据第一频率增益操作，并且响应于在第二输入端口处接收到的第二信号根据 第二频率增益操作。
本发明还涉及包括锁相环和开关网的多模式调制装置。该锁相环包括被配置 成响应于第一控制信号实现第一频率增益并且响应于第二控制信号实现第二频率 增益的多模式压控振荡器。设有该开关网以在第一模式下操作期间生成该第一控制 信号并且在第二模式下操作期间生成该第二控制信号。
附图简要说明
当结合附图参考以下详细说明时，本文中所描述的实施例的上述方面和随之 而来的优点将变得更显而易见，附图中
图1示出图解四相相移键控(QPSK)如何将两比特数字数据映射到4个偏移 之一的星座图2示出典型的I/Q调制器的图3示出用于合成射频载波信号的锁相环(PLL);
图4示出图3中所示的PLL的数学模型；
图5示出积分滤波器；
图6示出使用口Q调制器的分数NPLL的一个实施例；
5图7图解支持直接调频或调相的分数NPLL的一个实施例； 图8示出由支持直接调制的分数N PLL产生的相位噪声谱的图表； 图9示出图解支持直接调制的分数NPLL的PLL带宽与调制准确性之间的关 系的图表；
图10a示出压控振荡器(VCO)的详细视图10b示出包括用于支持线性调相/调频的辅助端口的VCO储能电路的一个 实施例；
图11示出累积模式MOSFET器件的电容-电压关系； 图12示出来自背对背MOSFET器件的线性电容-电压响应； 图13示出包括两个用于支持直接调相/调频的辅助端口的VCO储能电路的一 个实施例；以及
图14示出多模式调相/调频器的一个实施例。
详细说明
图3是锁相环(PLL) 305。 PLL 305包括压控振荡器(VCO) 310、反馈计数 器320、鉴相/频器(P/FD) 330、电荷泵(CP) 340、以及积分滤波器(LPF) 350。 图3的PLL 305的元件由图4中示出的数学模型来描述。
PLL 305使用反馈来使得非常准确的基准信号与其输出(RF)信号之间的相 位差最小化。如此，其产生由下式给出的频率的输出信号-
/pro = W，
其中/^是VCO310输出信号的频率，7V是反馈计数器320的值，而/朋f是基准信 号的频率。
VCO 310产生由控制电压v^根据下式设定的频率的输出信号
;0) = ^ cos (6^ +《vc。 J"v欲,(0力)，
其中叫是VCO 310的自由振荡频率而《vc。是VCO 310的增益。增益iCvc。以下式描
述载波的过相位0>。 ,与控制电压之间的关系
K》=尺咖' v ^ ，
其中/^。以rad/V (弧度/伏)计。VCO310驱动反馈计数器320，后者简单地将输 出相位0。^除以W。
当PLL 305被锁定时，鉴相器330和电荷泵340生成与施加到鉴相器330的
6这两个信号之间的相位差A0成比例的输岀信号/c/)。该输出信号/CT因此可被表达 为
其中《^以A/rad (安/弧度)计而A^以rad (弧度)计。
现在将注意力转到图5，其描绘了积分滤波器350的实现。积分滤波器350 包括电阻器^510以及电容器Q 520和C2 530。如图所示，积分滤波器350如下 地将输出信号/^变换成控制电压 w:<formula>formula see original document page 7</formula>
其中已增加零点(例如在1/i ,C,处)以稳定该二阶系统，并且已纳入电容器C2 530 以减少控制电压v^/上的任何纹波。组合以上关系得到复合开环传递函数
其包括在原点处的两个极点(由于VCO 310和积分滤波器350)。该系统的闭环
响应为
— ， 2 + /iV(C, + C2) + ^&c。(鴻C, +1)， 其包括该稳定用零点和两个复极点。式rW描述PLL 305对低噪声基准信号的响应。
反馈计数器320的值W设定PLL 305的输出频率。其数字结构将iV限制为整 数。结果，整数NPLL305的频率分辨率(或即频率步长)由/^f额定地设定。有 幸地，通过操纵W的值来产出非整数平均值就能显著地减小有效频率步长。这就 是关于图6、 7和14描述的分数NPLL的概念。
图6是使用A2调制器660来发展W的非整数值的分数N PLL 605。该AZ调制 器660有利地将(由反馈计数器620的变化的值创生的)寄生能量i^到更高频以使 其能更有效地被积分滤波器650衰减。可以示出iV的有效值就是下式所描述的平 均值
<formula>formula see original document page 7</formula>
其中A^]是反馈计数器620的值序列。这展开为
其中A^是iV[x]的整数部分而"M是小数部分。AS调制器660生成序列"M，其满足
■t=i =ft
其中A是分辨率为M的AS调制器660的输入。在实践中，AS调制器660的阶数即
规定了 "M的范围。
AS调制器660与其他噪声源一起引入在PLL 605的输出处出现的量化噪声。
这些噪声源全都取决于相关联的传递函数不同地映射到PLL 605的输出。随基准信
号被施加的噪声受早前描述的传递函数影响。该传递函数由下式代表-玲)=_服/^0(^+1)_
一 Pm !c,C2 + +c2)+A:丄c。(鴻c!+1)，
其呈现出低通响应。以上的传递函数类似地整形在反馈计数器620的输出处的任何 噪声。VCO610生成的噪声受不同的传递函数作用
2 s 一 ？浑A "[丰+c2)+]+， 其呈现高通响应。
在反馈计数器620的输出处的噪声由Ai:调制器660支配。其创生量化误差约 等于土1/2 7V或即
A二
的伪随机序列n[x]。由此得到，假定有均匀分布，则此误差在dc (直流)到/kf/2 的频率范围上的量化噪声谱密度由下式表达
= . 1
6#/舰
该量化噪声有利地由丄阶A2调制器660根据下式来整形
AS(z) = (l-r')'。
在PLL 605中，反馈计数器620充当数字累加器并且减小AS调制器660的作用。 即，来自反馈计数器620的输出相位取决于其前一输出相位。因此反馈计数器620 的传递函数为
组合这些项表明反馈计数器620的输出噪声等于
"2(/) = eL(/)["S(/)f[P(/)f，
其产出
8<formula>formula see original document page 9</formula>
并且出现在PLL 605的由以上给出的传递函数r""所整形的输出处。直接调相/调 频会进一步增大相位噪声，因为额外噪声源被增添到图6的系统中。
图7示出支持直接VCO调制的分数N PLL 705。图7的系统直接调制VCO 710 并且由此控制VCO710的频率。为实现调相，调制信号PM(t)因此必须用下式来微 分(例如经由微分器器件770):
这是由于以下基本关系:
>0)=》附0)]
柳=J/W
其示出频率在时间上积分。
在VCO710的调频(FM)端口处呈现的任何噪声都会出现在PLL705的由以 下传递函数修饰的输出(例如RF信号)处
3 — /浑,C2+《丰+(:2)+/^^]+/^:,。
如图8的图表800所示，与FM信号VF^相关联的任何噪声都会增添到该系统上并
且增大相位噪声谱。
PLL 705的反馈自然地抗拒对VCO710的直接调相/调频。为避免此效应，该 FM信号通过AS调制器760来向反馈计数器720施加。这理想地扣除了在VCO 710 处作用的调频，如此使得计数器720的输出仅代表RF载波频率。
直接VCO调制要求对VCO 710的频率近乎精确的控制。这是因为频率误差 产生随时间累积的相位偏离。有幸的是，PLL705的反馈帮助减小任何频率误差。 这是因为VCO 710的输出被PLL 705的反馈恰好驱动到
人co =+ ^F ，
其实质上也等于
其中v^是鉴相/频器730产生的误差信号，v;^是施加到VCO710的FM信号，而 ^TM是VCO710的与该FM信号相关联的增益。因此，误差信号v^补偿落在积分 滤波器750的带宽内的任何VCO 710增益误差。
在PLL 705的带宽之外，反馈的作用减小。这使得将VCO 710的增益《,M("VCO增益/:w")设到其被设计的值成为关键。如图9的图表900所图解的， 其也意味着越宽的带宽能达成越好的调制准确性。在EDGE发射系统中，调制准 确性(使用误差矢量幅度(EVM)来衡量的)随着PLL 705的带宽从25k增加到 75kHz而显著地提高。
需要校准来准确地设置VCO增益Z^m。这可以通过按比例縮放FM信号(例 如在图7中是縮放a倍)以补偿VCO增益/Ow的变动并藉此稳定/^M印M乘积来完 成。理想情况下，VCO增益/^M应被设低以使得来自FM信号的增添噪声最小化。 这是因为VCO增益尺/^放大与FM信号相关联的增添噪声(由于电路和量化效应 而产生)。在实践中，VCO增益&^不能被设得太低，因为既有线性性问题也有 FM信号振幅限制。
^FM印M乘积设定调频的范围。即，最大频偏A/^^即为
A/隨"刚薩(^W)，
其中m似(印^代表该FM信号的峰值或振幅。 一般而言，合理性能所需要的A厶。x 约为该系统的码率的4到5倍。
图7中示出的用于多模式应用的直接VCO调制系统的设计是复杂的。其需要 能达成不同的A/^^范围以及由此不同的《;^力w乘积的能力。在实践中，VCO增益 /^M必须被设定为满足所需要的最大A厶。;c，因为FM信号振幅是受限的。这意味着 任何不同的i^似^M乘积皆是通过改变a并藉此按比例縮放FM信号来达成的。不 巧的是，按比例縮放(例如减小)FM信号的振幅可能增加图7的系统中的增添噪 声。这在码率和A/^^显著改变时可能是难以接受的。例如，GSM/EDGE的码率是 270ksps，而WCDMA的码率是3.84Msps，或即大出约14倍。
多模式VCO 710提供可选择的增益/^M以最优地容纳不同的调频范围A/w。x。 这有利地允许FM信号的振幅逗留在接近其最大极限，而这使得添加噪声最小化。
VCO710的详细视图在图10a中示出。VCO710在以下频率振荡
<formula>formula see original document page 10</formula>
其是由图10a中所示的LC储能电路的谐振设定的，其中Ce《是等效旁路电容(包 括电容器C,和变容管C2a-C2b加上任何寄生电容)。等效电容C还可包括用以细 分调谐范围的粗调电容器(未示出)。变容管C2 (示为C^和C2b)借助于控制信
号v^允许VCO 710被调谐到不同的射频。
图10b中示出的LC储能电路包括用以支持线性调相/调频的辅助端口。如图11的图表1100中所图解的，该LC储能电路使用累积模式MOSFET器件N3和 N4的电容来达成线性性态——即使这些器件显示出突变响应。累积模式MOSFET 器件在被施加低于阈值电压^的栅-体电压F(^时呈现低电容C^，而它们在被施 加高于Kr的电压时呈现高电容Q^。电容器C4a和C4b阻断在VCO 710的输出处 呈现的dc电平。电阻器Zl - Z2提供MOSFET器件N3和N4的栅极之间的某种隔 离。
施加到每个MOSFET器件N3-N4的栅-体电压VGB取决于VCO 710的输出 信号AsinoX、 FM信号vfm、以及存在于这些背对背器件的连接处的共模电压Fcm。 VCO 710的对称结构意味着信号VLO+和VLO- VI和V2是用下式来微分的
其中^是每个正弦输出的峰值信号并且是振荡频率。由此得到
& = ^ sin欣+ v刚-vcm禾口rc3 = -^ sin纽+ v刚_ vcm ，
其描述了施加到MOSFET器件M和M的栅-体电压rGS。这两个MOSFET器件
A^和A^在VCO710中背对背连接，因此它们个体的电容性态相反。
调制信号印m如下地影响MOSFET器件N3和N4。这些器件额定地呈现等于
下式的电容
随着FM信号v;^正移，MOSFET器件A^和A^两者都达到其最大电容值(^^，如 此使得在大约
的一段时间内图10b中的结构呈现等于C,/2的电容。类似的响应随着FM信号负 移而发生，其结果使得图10b中的结构呈现等于C^"/2的电容。值得注意的是，图 10b中的结构使得累积模式MOSFET器件M和M的总响应线性化以产出图12中 所示的性态。
图13描绘了 VCO710中的两个辅助端口 (VFM1和VFM2)，其每一个支持 不同的调频范围A/^。如图13中所示，该补充的辅助端口是通过简单地向VC0710 的谐振储能电路添加另一分支的累积模式MOSFET器件N5和N6而形成的。
如图14中所图解的，简单的开关网1480使得FM信号能够驱动多模式VCO 1410。可纳入一个或更多个滤波器1490以在FM信号被縮放a倍后对其进行平滑， 以及衰减任何混叠信号。VCO 1410的每种模式皆需要校准以准确地操作。由于
=爿sin 禾口 = — sin欣，
11VCO增益^^在各个模式中是恒定的，因此校准是将FM信号縮放"倍，其中对 每种模式应用不同的"值。在理想情况下，图14中图解的系统对于不同的模式产 生类似的FM信号振幅，由此使得增添噪声最小化。作为本发明的益处，多模式 VCO 1410使得直接VCO调制架构能够在极为不同的模式下达到严格的相位噪声 和调制准确性要求。
本领域技术人员将容易认识到，可在本发明、其使用以及其配置上作出众多 变形和置换以达成与本文中所描述的实施例所达成的基本上相同的结果。相应地， 并没有要将本发明限定于所公开的示例性形式的意图。许多变形、修改和替换构造 都落入如权利要求书所表达的所公开的发明的范围和精神内。
权利要求
1.一种锁相环模块，包括多模式压控振荡器，用于生成频率至少部分地由控制电压决定的输出信号，其中所述多模式压控振荡器是由在第一模式下操作期间的第一频率增益以及在第二模式下操作期间的第二频率增益来表征的；分频器电路，用于对所述输出信号进行分频以产生经分频信号；鉴相/频器，其被设置以用于比较输入基准信号与所述经分频信号之间的相位并且用于产生至少一个相位误差信号；电荷泵电路，用于响应于所述至少一个相位误差信号产生电荷泵信号；以及环路滤波器，其响应于所述电荷泵信号产生所述控制电压。
2. 如权利要求1所述的锁相环模块，其特征在于，还包括开关网，其作用于 在所述第一模式下操作期间向所述多模式压控振荡器的第一输入端口发送第一信 号，并且在所述第二模式下操作期间向所述多模式压控振荡器的第二输入端口发送 第二信号。
3. 如权利要求2所述的锁相环模块，其特征在于，还包括微分器器件，其作 用于向所述分频器电路施加第三信号以对消所述第一信号和所述第二信号对所述 多模式压控振荡器的所述输出信号的作用。
4. 如权利要求2所述的锁相环模块，其特征在于，还包括微分器器件，其作 用于以产生所述第一信号和所述第二信号。
5. 如权利要求4所述的锁相环模块，其特征在于，所述微分器器件包括增益 乘法器，其在所述第一模式下操作期间按第一值来比例縮放所述第一信号并且在所 述第二模式下操作期间按第二值来比例縮放所述第二信号。
6. —种多模式压控振荡器，包括 第一输入端口； 第二输入端口；以及LC储能电路，其中所述LC储能电路被配置成响应于在所述第一输入端口处 接收到的第一信号根据第一频率增益操作，并且响应于在所述第二输入端口接收到 的第二信号根据第二频率增益操作。
7. 如权利要求6所述的多模式压控振荡器，其特征在于，所述LC储能电路包括连接到所述第一输入端口的第一网络，其中所述第一网络包括被选定用于达成 所述第一频率增益的第一多个元件。
8. 如权利要求7所述的多模式压控振荡器，其特征在于，所述LC储能电路 包括连接到所述第二输入端口的第二网络，其中所述第二网络包括被选定用于达成 所述第二频率增益的第二多个元件。
9. 如权利要求8所述的多模式压控振荡器，其特征在于，所述多模式压控振 荡器被耦合到作用于产生所述第一信号和所述第二信号的微分器器件。
10. 如权利要求9所述的多模式压控振荡器，其特征在于，所述微分器器件 包括乘法器，其在第一模式下操作期间按第一值来比例縮放所述第一信号并且在第 二模式下操作期间按第二值来比例縮放所述第二信号。
11. 一种多模式调制装置，包括锁相环，其包括被配置成响应于第一控制信号实现第一频率增益并且响应于 第二控制信号实现第二频率增益的多模式压控振荡器；以及开关网，其被设置成在所述第一模式下操作期间生成所述第一控制信号并且 在第二模式下操作期间生成所述第二控制信号。
12. 如权利要求ll所述的装置，其特征在于，所述多模式压控振荡器包括具 有第一输入端口和第二输入端口的LC储能电路，所述LC储能电路被配置成响应 于在所述第一输入端口处接收到的所述第一控制信号根据所述第一频率增益操作， 并且响应于在所述第二输入端口接收到的所述第二控制信号根据所述第二频率增 益操作。
13. 如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述LC储能电路包括连接到 所述第一输入端口的第一网络，其中所述第一网络包括被选定用于达成所述第一频 率增益的第一多个元件。
14. 如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述LC储能电路包括连接到 所述第二输入端口的第二网络，其中所述第二网络包括被选定用于达成所述第二频 率增益的第二多个元件。
全文摘要
公开了用于多模式调相的系统。系统提供对多模式压控振荡器(VCO)的直接调制。可在锁相环(PLL)中使用分数N计数器来合成射频载波信号。该多模式VCO可由在第一模式下操作期间的第一频率增益以及在第二模式下操作期间的第二频率增益来表征，其中控制第一和第二操作模式的信号由控制电路提供。该控制电路可包括用于向VCO提供控制信号的开关。
文档编号H03L7/06GK101496285SQ200780017737
公开日2009年7月29日 申请日期2007年5月16日 优先权日2006年5月16日
发明者D·科斯塔, J·B·乔伊, J·奥斯丁 申请人:巨杉通信公司