专利名称：用于中频信号的变换的带通∑-△模数转换器的制作方法
技术领域：
本发明总体涉及一种中频带通2-A模数转换器(A/D转换器)。
背景技术：
当前在批量生产中制造出来的数字汽车收音机产品借助带通 i:-A调制器(BPSDM)来转换中频(ZF) 。 BPSDM以fs= 14.25 MHz 的采样频率对中频ZF进行采样。在此，谐振频率被调节到 fRes=fs/4=3.5625 MHz。采样操作导致中频ZF在谐振频率的奇次谐波 fR处被混叠到该谐振频率上。频率为10.6875 MHz的三次谐波相应 于接收机的ZF。
US 5 442 353描述了由第一四阶带通S-A调制器和第二二阶带 通S-A调制器组成的带通S-A模数转换器，其中，所述第二转换器 对所述第一转换器的信号进行处理。所述第一和第二转换器与数字 滤波器相连接，从而使得所述第 一 转换器的量化噪声被去除。
GB 2364188描述了一种多通道i:-A调制器，其中，每个单独的 信号路径由两个4阶和2阶带通S-A调制器和一个数字滤波器组成。
WO 00/01074公开了一种具有如下公知优点的连续时间S-A调 制器，即连续时间的环路滤波器有助于抑制能够通过混叠进入信号 频带的干扰频带。
以fs=14.25 MHz的采样频率作为时钟的带通S-A调制器具有一 些缺点，它们是
a) 采样时钟信号的谐波落入欧洲和日本的调频(FM)带并且在以 下频率中降低了接收机的敏感度fs的5次谐波(OT )85.50 MHz
(日本)，以及fs的7次谐波(OT ) 99.75 MHz (欧洲)。
b) 接收机必须在ZF = LO ± fRes时借助已调谐的输入回路和陶瓷带通滤波器来确保适当地抑制相邻的信道。如果使BPSDM工作在 fRES=ZF的基波形式下，那么所必需的抑制会被大大削弱，从而 使得所述抑制仅能通过已调谐的输入回路来实现。
发明内容
本发明的任务在于，减轻传统中频带通i:-a模数转换器的缺陷。
为了克服前述缺陷，提供了一种带通2-A模数转换器，其包括 级联的第一和第二带通滤波器以及量化器，该量化器具有借助D/A 转换器到所述第一和第二滤波器的反馈，其中，到所述第一带通滤 波器的反馈经过采取二阶噪声成形的控制模块通向第一 D/A转换 器，然而，到所述第二带通滤波器的反馈不经过所述控制模块。
在此，有利地，采用开关电容来实现所述第一和第二带通滤波 器，以使在优选的尤其是37.05 MHz的采样频率下，量化噪声在优 选的10.700 MHz的中频处达到最小。
此外还有利地，所述最小噪声的频率基本上通过整数的电容比 来确定。由此有利地，所述对所述最小噪声的频率的确定能够使频 率调整失效。
在本发明的另一个实施例中，有利地，通过具有集成的频率调 整的LC振荡回路来构成所述第一带通滤波器和/或采用开关电容来 实现所述第二带通滤波器。
同样有利地，借助放大器电路设置与所述L C振荡回路并联的可 变负电阻，该可变负电阻激励所述用于频率调整的LC振荡回路进行 振荡。在此也还有利的是，所述电阻能够进一步被用于提高所述LC 振荡回路的回路品质因数。
在此适宜的是，所述带通i:-A模数转换器工作在37.05 MHz的 采样频率下，从而使得时钟频率的谐波有利地位于欧洲和日本的调 频带之外。ZF 10.700 MHz的中频选择被保留，以便能够使用现有的 廉价的外部中频滤波器元件。
通过以下参照附图对本发明的示例性实施方式所进行的描述，
本发明的上述和其他的特征和优点将显而易见。附图示出 图1示出了根据本发明的带通2-A调制器的框图； 图2示出了根据本发明的带通S-A调制器的框图； 图3示出了一个示意图4示出了根据本发明的带通2-A调制器的框图； 图5示出了一个示意图6示出了根据本发明的带通S-A调制器的框图； 图7示出了一个框图； 图8示出了一个框图9示出了根据本发明的带通2-A调制器的框图； 图10示出了一个示意图。
具体实施例方式
图1示出了带通2:-A模数调制器1 (BPSDM)的一般结构。带 通S-A模数调制器1的结构由两个级联的带有反馈的二阶带通滤波 器2、3组成，所述反馈包括从多比特量化器4经D/A转换器5( DAC ) 到所述第一滤波器的反馈以及从多比特量化器4经D/A转换器6到 所述第二滤波器的反馈。因此，BPSDM1是一个四阶调制器。量化 器4由第二滤波器3控制。量化器4和D/A转换器5、 6有利地被实 施为多比特转换器，以尽可能进一步减少所述调制器的量化噪声。 D/A转换器6与第一滤波器2之间的线性度通过具有带通噪声成形 的动态元件匹配控制模块(DEM) 7来改善。由于使用了二阶噪声 成形算法，所述由D/A转换器的线性误差产生的量化噪声在中频处 被最小化。
图2示出了具有开关电容的带通S-A调制器(BPSDM) 10的一 个优选实施方式。出于简化的目的，通过等效的不对称的电路图来 代替为了实施而设置的对称的电路。在此，两个带通滤波器11、 12
5被实施为SC振荡回路。第一 SC振荡回路11由两个通过电容C1和 C2以及从属于这两个电容的放大器构成的积分器II和12以及开关 电容C12和C21组成。第二 SC振荡回路12的结构与所述第一 SC 振荡回路相似，并且由两个通过电容C3和C4以及从属于这两个电 容的放大器构成的积分器13和14以及开关电容C34和C43组成。
和放大器的尺寸。
中频ZF由采样和保持网络13采样。采样和保持网络13的输出 电流减去D/A转换器17的输出电流，并且该电流差被馈入第一振荡 回路11的输入端。借助开关电容C13进行第一振荡回路11与第二 振荡回路12的耦合。
量化器14由振荡回路S2控制。从D/A转换器16到所述第一 SC振荡回路的第一反馈经过DEM控制模块15,由此通过具有二阶 噪声成形的动态元件匹配(DEM)减少了由D/A转换器16中的匹 配误差所产生的工作频带中的量化噪声。
到所述第二 SC振荡回路的第二反馈17是通过将D/A转换器14 的输出电流馈入该第二 SC振荡回路的输入端进行的。量化器14和 所述两个D/A转换器都具有17个等级的分辨率。采用开关电容来实 现这两个D/A转换器16和17 (SC-DAC)。
可替换地，第二D/A转换器17也可以由控制模块15控制，其 优点在于，同样能减少该第二 D/A转换器中的线性误差。然而，研 究表明，第二D/A转换器17中的线性误差比第一 D/A转换器16中 的线性误差所产生的影响明显更小(大约10倍)。基于这个原因， 同样能够避免对所述第二 D/A转换器的线性化。在这里，通过所述 DEM控制模块所带来的线性化的优点面临由更高的时序要求而造成 的花费增力口。
图3示出了 BPSDM的时序图。在时钟信号P1为高时，采样和 保持网络位于采样模块中并且参照图2,将采样和保持网络13的电 容CSH充电到输入信号IF的瞬时值上。在Pl的时钟脉沖下降沿时，电容CSH与输入端分开并保存其电荷，该电荷相应于在采样时刻通
过CSH的电压。然后，经采样的电荷在下一个时钟信号P2期间按 图3中的附图标记21被转移到所述第一 SC振荡回路的第一积分器 II。同样在图3中示出了其他的电荷转移22至27。在图3中示出的 所述采样和保持网络的电压波形以及所述四个积分器的电压波形说 明了在它们的互补输出端上的电压波形。
所述量化器包括将模拟输入信号转换为17个等级的数字信号的 A/D转换器。为了进行A/D转换，使用了 16个比较器。状态受控的 比较器在时钟信号Pl期间保持在其半稳定状态中，并且在时钟信号 Pl的时钟脉冲下降沿时被激活。所述A/D转换器的输出发生在时钟 信号P2的时钟脉冲上升沿时。到所述第一 A/D转换器的反馈回路包 括所述D E M控制模块以及两个延迟元件，由此所述反馈信号从被所 述量化器检测到直至将反馈电荷送入所述第一积分器需要经历两个 时钟周期的延迟，见图3中的附图标记23、 25和27。
在图4中示出了以离散时间描绘的BPSDM30的框图。振荡回路 Sl、 31由两个积分器II和12构成，其中，采用单位延迟z—'来构成 第一积分器Il。对于第二积分器I2而言，带有零延迟的积分级是必 须的。第二振荡回路S2、 32由带有零延迟的积分器13以及随后的 具有单位延迟的积分器14组成。第一反馈回路33具有延迟z—2， 而第二反馈回路34具有延迟z—]。第二反馈回路34用于系统的稳定。
在本发明中有利的是，所述S C振荡回路的谐振频率对工艺变化 足够地不敏感，从而能够实现无调整的制造。此外还适宜的是，能 够高精度地生成放大系数，该放大系数确定关于极其精确的采样频 率的谐振频率。从图2中可见，通过电容比来确定所述SC电路的放 大系数。为了实现所述放大系数的尽可能小的取决于生产条件的偏 差，由并联的单位电容来构成匹配的电容。然而由此将所述力文大系 数的选择限制到合理的比值上。
所述SC振荡回路的谐振频率能够从它们的信号传递函数中确 定。参照图4，所述两个SC振荡回路的信号传递函数能够被确定为z2-(al./l + 2》z + l z2-(a2-/2 + 2).z + l
从所述SC振荡回路的传递函数中可以发现，它们的谐振频率是
通过系数al*fl或者a2*f2的乘积确定的。对于标称的采样频率 fs二37.050MHz以及标称的中频ZF=10.700MHz得到以下值
"1 - /1 = "2. /2 = -2 + 2. cos(2. 7T '^) = —2.483275
对于所述放大系数，选择以下合理的值 al=a2=31/20 fl=f2=-8/5
因此，
al*fl=a2*f2=2.480 该值比目标值小了 0.13%。由此得到的频率偏差仅为8.3kHz。
在表1中汇总了所述SC电路的电容器的电容量。在对称的电路 实施方式中，每个被列出的电容器在正信号路径和负信号路径中都 存在。所述电容量值是根据热噪声要求而确定的。
表l:电容量的汇总
电容器单元数电容量/单元 [fF]总计 [pF]
CSH81401.12
Cl401405.60
C2202805.60
C12312808.68
C21641408.96
C1361400.84
CDAC116701.12
C3101401.40
C420701.40
C3431702.17
C43161402.24
CDAC216701.12
8出。
所述合理的放大系数是通过电容比确定的并且可以从表2中看
表2: BPSDM的放大系数汇总
KAOa2a3blb2flf2
比值cSH/c12/c34/c13/Cdac/-Cdac/-c21/-c43/
c2c4c3c3c3
数值1/531/2031/203/52/5-4/5-8/5-8/5
根据针对匹配的单位电容量lpF所归一化的匹配误差(C/C) =0.04pF/pF来计算所述电容比的由制造方法造成的公差。放大乘积 al*fl或者a2*f2的相对误差对于差异范围(Streubreite )为6而言为
(。i*/i)
+ 1 = 1 + /—0.091%
6*C7,
(。2*/2)
+ 1 = 1 + /—0.182%
(al*/l) " ("2*/2)
由此得到以下频差
△f6。(R 1 )=7kHz Af6a(R2)= 14kHz
在图5中示出了信号传递函数和噪声传递函数(STF和NTF)。
最大有用信号与量化噪声的比值(SQNR)在很大程度上由NTF 决定并且因此受到所述振荡回路的失谐的不利影响。由所述振荡回 路的失谐造成的SQNR的不利影响可以借助用于300kHz的带宽(工 作在FM)以及用于9kHz的带宽(工作在AM)的离散时间的性能 模型来确定；见表3。
表3:工作在FM和AM下的SQNR
仿真条件B = 300kHz (FM)B=9kHz (AM)SQNR
标称的振荡回路93.6150.2dB
两个振荡回路都具有93.0139.6dB
正的频率偏差
两个振荡回路都具有93.5150dB
负的频率偏差
9按照要求，确定在信号带宽为300kHz情况下动态范围为82dB 的BPSDM的尺寸。与此相应地，必须达到82dB的信噪比 (Rauschspannungsabstand ) ( SNR )。作为噪声源，首先应提到所 有的热噪声源，这些热噪声源在工作频带上呈现为均匀分布的噪声。
热噪声能量首先是通过电容器的尺寸确定的，并且与电容器的电容 量成反比(kT/C噪声)。所述SC电路的放大器必须与所选择的电 容量值匹配。原则上也可以通过增大电容量值来减少热噪声。然而 在此，所述放大器必须被相应地缩放，其中，它们的损耗功率成比 例地上升。为了尽可能克服这些缺点，对所述电路进行优化，以使 所述热噪声电压有余量地小于所要求的、在最大信号电平以下-83dB 的数值并且因此是主导的噪声源。采用所达到的SQNR>=93dB实现 了追求的目标并且仅降低了大约0.5dB的信噪比。
作为图2中所示的BPSDM的一般构造的替换方案，按照图6， 第一振荡回路SI由无源的LC振荡回路40取代，该无源的LC振荡
回路40基本上由外部元件LI和CI以及集成的可变电容器Ctrim和 可选的负电阻元件Rneg组成。由此大大减小了所述集成转换器的损
耗功率和需要的面积，尽管这样的具有外部L C振荡回路的结构由于
其降低的回路品质因数会导致量化噪声的增大。
成本低廉的外部LC元件的生产误差导致所述第一振荡回路的 谐振频率的不容许的大偏差。为了克服它，设置了算法上的频率调
整，该频率调整借助可变电容器CtHm来调整振荡回路40。所述可变
电容器由一开关电容器区组成，这些开关电容器能够视需要被逐步 地接通。可替换地，所述可变电容器也可以由二进制加权的开关电
容构成。由于所述LC振荡回路的回路品质因数和线性度都受到了包
括在频率调整网络中的开关的不利影响，因此有利的是，将具有较
小公差的元件用于所述LC振荡回路，以缩小所必需的频率调整范围。
为了进行频率调整，借助差分跨导放大器来激励所述LC振荡回
路进行固有振荡。该放大器在图6中象征性地以负电阻(R岬)示出。频率测量是通过充分公知的频率计数器进行的，所述频率计数器通 过极其精确的测量窗口来确定所述LC振荡回路的谐振频率。
图6中的第二 SC振荡回路S2相应于图2中示出的结构。所述 LC谐振回路与所述第二谐振器S2之间的连接是通过借助可开关的 电容器C13的无源"跟踪和保持"电路41进行的。
由于所述LC振荡回路的回路品质因数低于所述SC振荡回路的 回路品质因数，因而在工作频带中的量化噪声上升了多个dB。该缺 点可由量化器42和D/A转换器所达到的总共33个等级的更高的分 辨率来克服。
量化器42由积分器13控制。所述借助D/A转换器到LC谐振 回路44的第一反馈是通过DEM控制模块45进行的，由此通过具有 二阶或更高阶带通噪声成形的动态元件匹配(DEM)来减少由D/A 转换器16中的匹配误差所造成的量化噪声。此外，通过该项措施也 改善了所述D/A转换器所获得的线性度。该线性度的改善是特别有 利的，因为用于所述LC振荡回路的D/A转换器是由开关电流源(I -DAC)构成的，所述开关电流源由于更大的匹配误差而具有比所 述SC-D/A转换器更大的线性误差。所述到第二振荡回路S2的第 二信号反馈是通过SC-DAC进行的。在该第二反馈中，能够再次不 采用借助DEM控制元件来改善线性度。
连续时间信号和离散时间信号的转换是通过采样和保持网络进 行的，在此布置中，该采样和保持网络接在LC振荡回路44之后。 由此，通过信号采样混叠到工作频带中的频带由所述L C振荡回路抑 制。在所选择的采样频率为37.05MHz时，混叠到工作频带中的最低 频率为26.35MHz。 LC振荡回路44的抑制程度很大程度上取决于它 的品质因数，并且对于假定的回路品质因数Q=30而言为27dB。
所述转换器的线性度基本上是通过由LC谐振回路44和D/A转 换器(IDAC)组成的第一级确定的。由于LC谐振回路44的线性度
因而对于电容d，建议采用误差为+/-2%的相对较高的值280pF。由此产生的电感为1.5jLlH。然而，根据本发明，也可以为所述电容和电 感选择其他值。
图7中所示的D/A转换器模块基本上由两个互补的三向电流开 关构成。在此，漏极电流II借助NMOS晶体管通过对应的NPN晶 体管流入正输出端"OutP"或者流入负输出端"OutN"或者都不流 入。在最后一种情况下，该电流通过第三开关设置传输到模拟接地 "AGND，，。互补的第二三向开关由三个PMOS晶体管和对应的PNP 晶体管构成。电流宿12至14和电流源16至18用于使电流流过关闭状 态下的NPN或者PNP级联的晶体管，由此实现更快的接通时间。
在图8中示出了用于I-DAC元件的控制逻辑电路。在此，采 用归零编码(rerurn-to-zero)来控制I-DAC元件。此电路仅在时钟 信号"CLK"为正时才使各个I-DAC元件的电流输出端有效，只 要所述电流输出端是由使能信号"ENAB"控制的。根据符号控制信 号"SIG，，或者互补的控制信号"SIGN"来确定各个I-DAC元件的 输出端"OutP"和"OutN"上的电流方向。控制信号ENAB、 SIG 和SIGN总是在时钟信号为负时被转换。
原则上也可以采用可替换的不归零编码(non-return-to-zero ), 该不归零编码能够用于降低对时钟抖动的高要求。
图9中示出了具有LC振荡回路的BPSDM的时序图。在时钟信 号P2为高时，采样和保持网络位于采样模块中，并且参照图2，将 采样和保持网络13的电容器CSH充电到所述LC振荡回路的瞬时 值。在P2的时钟脉冲下降沿时，电容器CSH与输入端分开并且保 存其电流，该电流相应于在采样时刻通过CSH的电压。然后，经采 样的电荷在下一个时钟信号Pl期间按照图9中的附图标记91被转 移到积分器13。图9中同样示出了其他的电荷转移92至97。在此 必须注意，与图4类似，到所述I-DAC的反馈信号在DEM控制模 块中被延迟了两个时钟周期。所述1-DAC总是在时钟信号P2期间 被使能。图9中所示出的所述LC振荡回路的电压波形、所述采样和
12互补输出端上的电压波形。
按照图10,借助对所述LC振荡回路的不同品质因数的电路仿
真来确定所述BPSDM的量化噪声，并且如在图10中可见的，将该 量化噪声与离散时间的参考转换器的量化噪声进行比较。对于非常 高的回路品质因数Q>500,所述经仿真的量化噪声与所述参考转换 器的量化噪声十分接近；然而，如此高的回路品质因数是不切实际 的。对于较低的品质因数，所述量化噪声会增大。对于实际的、在 不通过负阻抗网络来提高Q值的情况下所能达到的品质因数 Q>=30,所述量化噪声大约增大3.5dB。对于回路品质因数为Q=30, 采用17个量化等级所确定的信号与量化噪声的比值为86.5dB。为了 补偿量化信噪比的减小，将所述量化器和D/A转换器的分辨率从17 个等级增加到33个等级，由此将量化信噪比提高了 6dB,从而达到 92.5dB。
可替换地，也可以使用负阻抗网络，以增大LC谐振回路10的 品质因数，然而这会对热噪声和损耗功率带来负面影响。此外，还 可以使用跨导放大器，该跨导放大器已被前文提及用于所述LC振荡 回路的频率测量。然而，为了达到最佳的回路品质因数，必须对负 电阻值进行调整。在借助跨导放大器来提高回路品质因数时，量化 噪声的降低面对的是热噪声的增加，因而不是普遍有利的。
权利要求
1.一种带通∑-Δ模数转换器(1)，该带通∑-Δ模数转换器(1)包括级联的第一和第二带通滤波器(2、3)以及量化器(4)，该量化器(4)具有借助D/A转换器到所述第一和第二滤波器(2、3)的反馈，其中，到所述第一带通滤波器的反馈经过具有二阶噪声成形的控制模块通向第一D/A转换器，然而，到所述第二滤波器的反馈不经过所述控制模块。
2. 根据权利要求1所述的带通2-A模数转换器，其特征在于， 采用开关电容来实现所述第一和第二带通滤波器，以使在优选的尤 其是37.05 MHz的采样频率下，量化噪声在优选的10.700 MHz的中 频处达到最小。
3. 根据权利要求2所述的带通S-A模数转换器，其特征在于， 所述最小噪声的频率基本上通过整数的电容比来确定。
4. 根据权利要求3所述的带通模数转换器，其特征在于， 通过对所述最小噪声的频率的确定使频率调整失效。
5. 根据前述权利要求中任一项所述的带通2-A模数转换器，其 特征在于，通过具有集成的频率调整的LC振荡回路来构成所述第一 带通滤波器并且采用开关电容来实现所述第二带通滤波器。
6. 根据前述权利要求中任一项所述的带通2-A模数转换器，其 特征在于，借助放大器电路设置与所述L C振荡回路并联的可变负电 阻，该可变负电阻激励所述用于频率调整的LC振荡回路进行振荡。
7. 根据权利要求6所述的带通S-A模数转换器，其特征在于， 所述电阻能够进一步被用于提高所述LC振荡回路的回路品质因数。
全文摘要
本发明涉及一种带通∑-Δ模数转换器(1)，该带通∑-Δ模数转换器(1)包括级联的第一和第二带通滤波器(2、3)以及量化器(4)，该量化器(4)具有借助D/A转换器到所述第一和第二滤波器(2、3)的反馈，其中，到所述第一带通滤波器的反馈经过具有二阶噪声成形的控制模块通向第一D/A转换器，然而，到所述第二带通滤波器的反馈不经过所述控制模块。
文档编号H03M3/04GK101553987SQ200780045445
公开日2009年10月7日 申请日期2007年10月12日 优先权日2006年12月8日
发明者C·莱尔, D·尼恩胡伊斯, H·梅德 申请人:罗伯特·博世有限公司