斩波稳定放大器的制作方法

专利名称：斩波稳定放大器的制作方法
斩波稳定放大器
要求优先权
本申请要求GwilymFrancisLuff于2008年6月23日提交的、题为"斩 波稳定放大器(CHOPPER STABILIZED AMPLIFIER)"的美国专利申请 No. 12/144,384、以及Gwilym Francis Luff于2008年6月11日提交的美国 临时专利申请No.61/060,763的优先权，上述申请均通过引用结合于此。
背景技术：
图1A示出多路径混合嵌入式密勒(Miller)补偿放大器100，其在 Eschauzier等人所著的题为"具有120 dB增益和6 MHz UGF的混合嵌入式 密勒补偿的可编程的1.5V CMOS AB类运算放大器(A programmable 1.5V CMOS class-AB operational amplifier with hybrid nested Miller compensation for 120 dB gain and 6 MHz UGF) " (IEEE固态电路期刊(Solid陽State Circuits, IEEE Journal of), 1994年12月第29巻第12期1497-1504页)的文章的图 11中公开。放大器IOO是多级放大器，在外部密勒补偿环(CI)之内结合 了内部密勒反馈的前向嵌套(C2)和向后向嵌套(C3)两者。C2禾nC3两 者处于相同嵌套级，因此设计方程与在Eschauzier等人所著的题为"具有多 路径的嵌入式密勒补偿结构的lOO-MHz、 100-dB运算放大器(A 100-MHz 100-dB operational amplifier with multipath nested Miller compensation structure)" (IEEE固态电路期刊(Solid-State Circuits, IEEE Journal of)， 1992 年12月第27巻第12期1709-1717页)的文章所公开的单嵌入式多路径密 勒放大器相类似。
放大器100的问题在于放大级Gml中的直流偏移有害地影响放大器 100的输出。如图1B所示，可将斩波器112和114放置于Gml的输入端 和输出端以减轻这样的直流偏移。为了便于斩波，将Gml的输出端设成差 分，给予Gm2差分输入，且将密勒补偿电容C1分成Cla和Clb。所得的
7图IB的放大器101与由Huijsing所著的题为"仪表放大器进展 (Instrumentation Amplifier Developments)" (AACD 2008会议论文105-109页) 的文章的图7.1所示的电路相同。参考图1B，在Gml输入端处的斩波器 112使输入信号频率上移至斩波频率。在Gml输出端处的斩波器114使信 号移回基带，然而来自Gml的直流偏移和1/f噪声仍被频率上移至斩波频 率。

发明内容
根据本发明的一个实施例， 一种放大器包括差分输入端和输出端，在
放大器差分输入端和输出端之间有低频路径和高频路径。低频路径中的斩 波器对第一放大级的差分输入端和输出端的差分信号在斩波频率斩波，以
产生一被斩波差分信号，该被斩波差分信号中的第一放大级的直流偏移已 被频率上移至斩波频率。在低频路径中嵌入第二和第三放大级之间的连续
时间滤波器使由斩波导致的处于斩波频率的斩波频率纹波衰减。第三放大 级的输出端直接或通过一个或多个进一步的放大级连接至放大器的输出 端°
根据一实施例，缓冲器的输入端连接至放大器的输出端。同时，补偿 电容连接于第二放大级的差分输入端之一与缓冲器的输出端之间。此缓冲 器允许通过补偿电容进行反馈，但阻止斩波频率纹波通过补偿电容前馈到 放大器的输出端。
根据以下陈述的详细描述、附图以及所附权利要求，本发明的更多的 和替代的实施例、另外的细节和特征、方面以及各种实施例的优点将变得 更加明显。


图IA示出现有技术的多路径混合嵌入式密勒补偿放大器。
图IB示出现有技术的带有斩波稳定的多路径混合嵌入式密勒补偿放大器。
图2A示出根据本发明一实施例的斩波稳定放大器。图2B示出根据本发明另一实施例的斩波稳定放大器。
图2C示出根据本发明另一实施例的斩波稳定放大器。 图2D示出根据本发明又一实施例的斩波稳定放大器。 图3A示出根据本发明一实施例如何在图2A-2D的放大器的放大级 Gm2和Gm3之间实现图2A-2D中的滤波器。图3B示出根据本发明一实施 例在图2A-2D的放大器的放大级Gm2和Gm3之间实现图2A-2D中的滤波 器的替代方案。
图4示出图3A所示的陷波滤波器对于单位电流输入的示例性频率响应。
图5示出根据本发明一实施例如何实现图2A-2C的缓冲器Al的細节。 图6示出图2A的放大器的示例性模拟开环频率响应。 图7示出用于概括本发明的实施例的方法的高级流程图。
具体实施例方式
图1B中的放大器101的问题在于，放大级Gml的直流偏移和1/f噪 声成分在Gml输出端处的斩波器输出端处表现为方波电流。该电流前馈至 放大器101的输出端，并在放大器101的输出端处表现为不合需要的斩波 频率纹波。更具体地，斩波频率纹波通过两条路径到输出端。第一条路径 是通过Gm2、 Gm3和Gm4。第二条路径是通过Cla直接到输出端。Gm4 的有限跨导允许该方波电流通过Cla而在放大器输出端产生方波纹波。以 下描述的本发明的特定实施例滤去刚描述的不合需要的斩波频率纹波。
图2A示出根据本发明的实施例的斩波稳定放大器200。放大器200包 括多个放大级，包括具有差分输入和互补差分输出的输入放大级Gml、中 间放大级Gm2和Gm3、输出放大级Gm4、以及另一个输入放大级Gm5。 此外，放大器200包括在中间放大级Gm2和Gm3之间的滤波器222、缓冲 器A1、以及电容器Cla、 Clb和C3。根据一个实施例，陷波滤波器222是 连续时间陷波滤波器。根据本发明的特定实施例，滤波器222的其他细节 在下面参考图3A、 3B和4进行讨论。根据本发明的一个具体实施例，缓 冲器Al的其他细节在下面参考图5进行讨论。根据一个实施例，放大级Gml、 Gm2、 Gm3、 Gm4以及Gm5中的每一个均是跨导放大器(TA)。 更明确地，Gml、 Gm2、 Gm3、 Gm4以及Gm5中的每一个均可以是运算跨 导放大器(OTA)。
仍然参考图2A，放大器200还包括在输入放大级Gml的差分输入端 处的输入斩波器212，和在输入放大级Gml的互补差分输出端处的输出斩 波器214。该输入斩波器212使输入信号(在放大器200的差分输入端处接 收到的)频率上移至斩波频率。输出斩波器214使信号偏移回基带。此外， 斩波器212和214使输入放大级Gml的直流偏移和1/f噪声成分频率移至 斩波频率(例如，100KHz)附近。在两个斩波器212和214之间，所需要 的信号在包围斩波频率和它的谐波的小频带中。输出斩波器214应使所有 直流偏移和1/f噪声频率平移。此外，提供给斩波器212和214的驱动信号
应具有精确的对称性。
频移的DC偏移和1/f噪音成分在输出斩波器214的输出端处表现为方 波电流，在到中间级Gm2的输入端处也如此。包括斩波频率纹波的该电流 到放大器200的输出端有两个可能的前向路径，包括通过电容Cla的第一 路径，以及通过中间放大级Gm2和Gm3的第二路径。这样的斩波频率纹 波也可以称为斩波频率处的"伪象"或"伪信号"，或称为斩波器频率纹波。
根据本发明的一个实施例，通过电容Cla的第一路径被缓冲器Al切 断，从而阻止斩波频率纹波前馈到放大器200的输出端。换言之，缓冲器 Al吸收通过电容Cla的误差电流(在斩波频率处)。根据本发明的一个实 施例，缓冲器A1是单位增益轨对轨缓冲器，其能产生在高和低电压轨的几 毫伏内的输出。根据本发明一个实施例的缓冲器Al的示例性细节在图6 中提供。
根据本发明的一个实施例，嵌入于中间放大级Gm2和Gm3之间的滤 波器222是斩波频率纹波显著地衰减(优选至微伏级)，而不干扰放大器 200的全环增益和相位特性。使斩波频率纹波显著衰减也可以称为"滤去" 斩波频率纹波。
放大级Gml、 Gm2、 Gm3和Gm4 —起提供可以称为四级低频路径或 简单地称为低频路径的路径。放大级Gm5和Gm4 —起提供可以称为两级高频路径或简单地称为高频路径的路径。两级高频路径相对于四级低频路
径具有相对高的带宽。例如，两级高频路径可具有500KHz带宽，四级低 频路径可具有5KHz带宽。四级低频路径在交叉频率处优先于两级高频路 径。更明确地，两级高频路径处理高于交叉频率的频率，而四级低频路径 处理低于交叉频率的频率。
图2A还示出了时钟发生器和驱动器模块216，其也可以称为时钟源。 时钟源可以在放大器200的内部或外部。时钟发生器可以例如由一个RC 振荡器实现。例如，斩波时钟可由200KHz的RC振荡器生成，然后被二分 频以提供lOOKHz的斩波频率。斩波器212和214内的斩波开关可由转换 速率受控的不重叠时钟驱动器来驱动一一一个电平升至全电源范围甩于输 入斩波器212，而另一电平处于低Vdd用于输出斩波器214d。这些仅是一 些示例，而非限制性的。
根据本发明一实施例，中间放大级Gm2和Gm3的跨导(Gm)是输入 放大级Gml和输入放大级Gm5的跨导的约百分之一。这使内部积分器 (C2/Gm2和C3/Gm3)的时间常数增加，因此它们在斩波频率处提供较大 衰减。中间放大级Gm2和Gm3的低Gm也减少中间放大级Gm2和Gm3 的电流消耗。因为中间放大级Gm3被输入放大级Gm5的更大的输出电导 负载，所以它的开环电压增益被降低。然而，此增益不足能够被中间放大 级Gm2的电压增益弥补。
图2A示出可被称为四级多路径放大器的放大器，因为沿从输入端到输 出端的最长路径有四个Gm级(也就是，四个跨导级)。图2B示出根据本 发明一实施例的三级多路径放大器200，，其沿从输入端到输出端的最长路 径包括三个Gm级。在图2B中，在高频路径中的唯一放大级是Gm5。因 此，在图2B中，Gm5对高频路径既是输入端也是输出端。进一步地，在 图2B中，放大级Gm3对低频路径是输出放大级。图2C示出根据本发明另 一实施例的五级多路径放大器200"，其沿从输入端到输出端的最长路径包 括五个Gm级。正如根据这些附图能够理解的，在需要时可增加额外的Gm 级，这样仍然在本发明的范围内。图2D示出图2A中的缓冲器A1可以被 短路代替。虽然图2D所示的电路没有提供如图2A的电路同样多的斩波频率滤去，但滤波器222本身仍将提供明显的好处。同样，在图2B和2C中， 缓冲器Al也可被短路代替。然而，在这些电路的每一个中也使用缓冲器 Al是有好处的，以最大化斩波频率纹波的衰减。除非另作说明，图2A-2D 中的放大器将共同称为放大器200。进一步地，除非另作说明，放大器200 将被认为既包括滤波器222又包括缓冲器Al。
图3A示出根据本发明的一个实施例如何将放大器200的滤波器222 实现为放大级Gm2和Gm3之间的前向路径中的陷波滤波器。更明确地， 图3A示出如何将滤波器222实现为包括一对电阻器R、 一对电容器C/4、 电阻器R/2以及电容器C/2的双T陷波滤波器。双T滤波器的陷波频率是 这些龟阻器和电容器的值的一个函数。横跨双T输出端子伪差分地取输出 以维持陷波的衰减。当由一个电流源供给时，带有开路负载的双T陷波滤 波器网络在低于陷波频率时担当积分器，在高于陷波频率时担当电阻。因 此，接收中间放大级Gm2的电流输出的双T陷波滤波器在低于陷波频率的 频率时担当积分器，例如如图4的示例性频率响应曲线所示。仍然参考图 3A，双T陷波滤波器的"公共端子"处的电流回流到中间放大级Gm2的反相 输入端，以提供在中间放大级Gm2的输入端和输出端处分极的密勒反馈路 径。更进一步地，通过将双T陷波滤波器回返到电容Clb，提供了更高频 率时的消声信号回返。
如上所述，双T陷波滤波器的陷波频率是电阻器和电容器的值的函数。 还如上所述，提供时钟信号给斩波器的时钟发生器可由RC振荡器构成， 在这种情况下，时钟信号的频率也是电阻器和电容器的值的函数。在这两 种情形中，由于工艺变化，电阻器和电容器的值也会不同。因此，如果放 大器200包括时钟源，可将电路设计成使斩波时钟频率和双T陷波频率能 追踪工艺和温度变化。在使用了外部提供的时钟的应用中，允许调节双T 陷波滤波器(和/或外部时钟源)中的电阻器和/或电容器的值会是有用的， 因此陷波频率可以与时钟频率匹配。
需要注意的是，可选的三个终端滤波器能用于代替图3A中的双T陷 波滤波器，其中这些滤波器的"共同端子"处的电流被提供给中间放大级 Gm2的反相输入端以及放大级Gm3的反相输入端。因此，这些替代滤波器的使用也在本发明的范围之内。这样的替代滤波器可以是陷波滤波器或可
以是低通滤波器，其示例在图3B中示出。图3B所示的三端低通滤波器包
括两个电阻器和三个电容器。还可使用替代的低通滤波器。例如如果斩波 频率没有被很好控制而"漂移"在窄陷波界限之外，则低通滤波器是有用 的。然而，低通滤波器将提供较少的斩波频率衰减。因此，如果斩波频率 被很好控制，则使用陷波滤波器会是有益的。
根据特定实施例，图3A的双T陷波滤波器、图3B的三端低通滤波器、 或替代的三端滤波器是连续时间滤波器比较有利，因为连续时间滤波器不 需要带有临界定时要求的复杂时钟策略。更进一步地，因为连续时间滤波 器的输出端处没有开关元件，从滤波器到放大器200的输出端不存在时钟 频率干扰的路径。
仍然参考图3A，可标识"偏移校正"电压Vf，其是双T滤波器输出端 的电压。为保持平衡该电压对冲输入放大级Gm5的输入偏移电压，其中 Vf= (Gm5/Gm3) *Vos5， Vos5是输入放大级Gm5的输入偏移电压。
转回图2A，为进一步解释放大器200的操作，在频率上解释该电路的 不同部分的功能是有用的。在设计中有三个关键频率，包括单位增益带宽 (UGBW)、斩波频率以及交叉频率。UGBW由输入放大级Gm5和外密勒 电容C3设置。例如，UGBW可被设置为500KHz。斩波频率由控制斩波器 212和214的斩波开关的时钟信号设置。根据一个实施例，可将斩波频率设 置得足够低以最小化由于电荷注入导致的直流误差，但尽可能高以抑制纹 波。例如，如果UGBW是500KHz，那么斩波频率可以是100KHz，其低于 UGBW，但高于0至10KHz的有用信号带宽。如上所述，交叉频率是一频 率，当低于该频率时低频路径(包括放大级Gml、 Gm2、 Gm3和Gm4)优 先于高频路径(包括放大级Gm5和Gm4)。图2A中的交叉频率由Gm2/Cf 和Gm3/C3的比率设定，其中Cf是滤波器222的全部电容。例如，交叉频 率可被设为5KHz，以提供良好的斩波频率纹波衰减。根据一个实施例，低 频路径提供对微伏直流准确性有益的大于150dB的低频增益，高频路径提 供500KHz单位增益带宽和高于交叉频率的所有增益。替代的UGBW、替 代的斩波和交叉频率、以及替代的增益的使用均在本发明的范围之内。根据一个实施例，缓冲器Al是轨对轨单位增益电压缓冲器，其吸收通
过电容器Cla的误差电流(在斩波频率处)。更明确地，缓冲器Al使放 大器200的输出与外部密勒电容Cla隔离，以阻止输入放大级Gml的斩波 频率纹波通过电容Cla器反馈到放大器200的输出端。
图5示出根据本发明的一个实施例如何将图2A-2C中的缓冲器Al实 现为低偏移轨对轨单位增益电压缓冲器。图5中所示的缓冲器Al电路的有 用特性在于，输入电平移位器件M7和M11是二极管连接的器件，而不是 源极跟随器。这降低了偏移电压，因为NFETM7和M6的Vgs追踪，PFET Mil和M12的Vgs亦然。在图5的电路中，M7和Mil的偏置电流从缓冲 器A1的输入端被引出。当用于放大器200时，此点(也就是，缓冲器A1 输入端)由放大器200的输出放大级Gm4馈电，其可提供和接收此电流。 图5中所示的缓冲器Al电路的另一有用特性在于，公共栅器件TP650和 TN650扩大输出电压摆动。如通常的互补跟随器所常见，当输入接近正轨 时，电流源TP651超出净空并且器件M7和M6变得无效。在此电路中， 当M7和M8的栅电压接近电源值时，公共栅器件TP650导通，从而将偏 置电流提供给PMOS跟随器M12。器件M12继续跟随输入电压直到电流源 TP651衰竭。当输入接近负轨时TN650产生相似的效果。M7和M11的偏 置电流成为供电电压附近的上拉和下拉电流，因此偏置电流是重要的。根 据一个实施例，电平移动器偏置电流等于输出跟随器偏置电流。当此电路 作为AB类互补跟随器时，它具有在中间范围的高电流驱动能力。当电压 接近供电轨时，该电路作为一个标准源跟随器，具有受偏置电流限制的驱 动能力。
缓冲器Al的替代电路的使用也在本发明的范围之内。更进一步地，当 缓冲器A1被描述为具有单位增益时，在替代实施例中，缓冲器A1可具有 非单位增益，并仍然在本发明的范围内。
图6示出图2A的放大器200的示例性模拟开环频率响应。更明确地， 图6示出放大器200的6dB/倍频程频率响应和90度相移没有改变。
虽然在许多不同应用中有用，但放大器200在精确的模拟信号处理、 电池管理、温度感测、应变感测(例如，用于数字范围)中特别有用，但
14不限于此。放大器200能够用作运算放大器或者仪器放大器，但不限于此。
通过给决定电路的输入偏移和输入偏移漂移性能的输入放大级Gml 提供斩波稳定，放大器200提供出色的直流性能。斩波稳定在电路内生成 位于斩波频率的斩波器频率纹波(也称为斩波频率纹波)，其被滤波器222 和缓冲器Al过滤出以不干扰放大器200的幅度和相位响应的方式滤去。因 此，放大器200提供高准确度，仍以与标准运算放大器相似的方式运行， 所以当将放大器200作为运算放大器使用时，终端用户不必使用非传统设 计技术和/或额外的电路系统。
图7的高级流程图用于概括本发明的实施例的方法，其可以应用于具 有差分输入端、输出端以及从差分输入端到输出端的低频路径和高频路径 的放大器。参考图7，在步骤702，在斩波频率对(低频路径的)放大级的 差分输入端和输出端处的差分信号进行斩波，从而产生被斩波的差分信号， 其具有放大级频率被上移至斩波频率的直流偏移。在步骤704，在(低频路
径的)一对附加放大级之间执行连续时间滤波，以使在斩波频率斩波所得 的斩波频率纹波衰减。如上所说明地，可通过连续时间陷波滤波器或替代 的连续时间低通滤波器实现连续时间滤波。仍参考图7，如步骤706所指明 地，允许通过一个补偿电容(例如，Cla)的反馈(对于低频路径)，同时 阻止斩波频率纹波通过补偿电容(例如，Cla)前馈。如上所说明的，可使 用缓冲器(例如，Al)来实现步骤706。根据上述放大器200的描述，将 可理解本发明的实施例的方法的其它细节。
以上已经借助于说明具体功能的性能及其关系的功能建立模块对本发 明的实施例进行了描述。为了描述方便起见，在此常常任意地定义这些功 能建立模块的边界。只要正确地实现具体的功能及其关系，即可限定替代 的边界。因此任何这样替代的边界都在本发明的范围和精神内。
以上描述是本发明的一些优选实施例。这些实施例为了说明和描述的 目的而提供，但不旨在穷举本发明或将其限制于所公开的精确形式。众多 修改和变化对本领域普通技术人员来说是显而易见的，而且在本发明的范 围内。
为了最好地描述本发明的原理和它的实际应用，选择并描述了实施例，从而使本领域其他技术人员能够理解本发明。旨在通过所附权利要求书及 其等价物限定本发明的范围。
权利要求
1.一种放大器，包括反相输入端、正相输入端和输出端，所述放大器包括第一放大级，包括差分输入端和互补差分输出端；第一斩波器，连接于所述放大器的反相和正相输入端与所述第一放大级的差分输入端之间；第二放大级，包括差分输入端和输出端；第二斩波器，连接于所述第一放大级的互补差分输出端与所述第二放大级的差分输入端之间；第三放大级，包括差分输入端和输出端；以及连续时间滤波器，其被配置成使所述第一和第二斩波器产生的斩波频率纹波衰减；其中所述第三放大级的输出端直接或通过一个或一个以上另外的放大级连接至所述放大器的输出端。
2. 如权利要求1所述的放大器，其特征在于，还包括缓冲器，包括输入端和输出端，所述缓冲器的输入端连接至所述放大器的 输出端；以及补偿电容器，连接于所述第二放大级的差分输入端中的正相端与所述缓冲 器的输出端之间；其中所述缓冲器允许通过所述补偿电容器的反馈，而阻止斩波频率纹波通 过所述补偿电容器前馈到所述放大器的输出端。
3. 如权利要求2所述的放大器，其特征在于，其中缓冲器是轨对轨单位 增益缓冲器。
4. 如权利要求2所述的放大器，其特征在于，还包括附加电容器，其连接于所述第二放大级的差分输入端中的反相端与接地之间。
5. 如权利要求1所述的放大器，其特征在于，还包括补偿电容器，其连接于所述第二放大级的差分输入端中的正相端与所述放大器的输出端之间。
6. 如权利要求5所述的放大器，进一步包括附加电容器，其连接于所述第二放大级的差分输入端中的反相端与接地之间。
7. 如权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述连续时间滤波器包括 陷波滤波器。
8. 如权利要求7所述的放大器，其特征在于，所述连续时间陷波滤波器 包括双T陷波滤波器。
9. 如权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述连续时间滤波器包括 低通滤波器。
10. 如权利要求1所述的放大器，其特征在于，还包括第四放大级，其包括差分输入端和输出端，所述第四放大级的差分输入端 连接至所述放大器的反相和正相输入端，所述第四放大级的输出端连接至所述 第三放大级的输出端。
11. 如权利要求IO所述的放大器，其特征在于，还包括 第五放大级，其包括输入端和输出端，所述第五放大级的输入端连接到所述第三放大级的输出端和所述第 四放大级的输出端，以及所述第五放大级的输出端直接或通过一个或一个以上附加放大级连 接到所述放大器的输出端。
12. 如权利要求ll所述的放大器，其特征在于，还包括 后向嵌套电容器，其连接于所述第五放大级的输入端与输出端之间。
13. 如权利要求IO所述的放大器，其特征在于所述第一、第二和第三放大级提供从所述放大器的输入端到输出端的低频 路径的至少一部分；以及所述第四放大级提供从所述放大器的输入端到输出端的高频路径的至少 一部分。
14. 一种放大器，包括差分输入端和输出端，所述放大器包括 低频路径，其在所述放大器的差分输入端与输出端之间；高频路径，其在所述放大器的差分输入端与输出端之间； 所述低频路径包括多个放大级；在所述低频路径内的斩波器，其对所述低频路径中的所述放大器的差分输 入端和输出端处的差分信号在斩波频率斩波，以产生一被斩波差分信号，所述 被斩波差分信号中的所述放大级之一的直流偏移已被频率上移至所述斩波频 率；以及在所述低频路径内的所述斩波器之后的连续时间滤波器，用来使在所述斩 波频率处斩波而导致的斩波频率纹波衰减。
15. 如权利要求14所述的放大器，其特征在于，还包括缓冲器，包括输入端和输出端，所述缓冲器的输入端连接至所述放大器的 输出端；以及补偿电容器，其连接于缓冲器输出端与所述低频路径内的节点之间；其中所述缓冲器允许通过所述补偿电容器的反馈，而阻止斩波频率纹波通 过所述补偿电容器前馈到所述放大器的输出端。
16. —种用于放大器的方法，包括对放大级的差分输入端和输出端处的差分信号在斩波频率斩波，以产生一 被斩波差分信号，所述被斩波差分信号中的所述放大级的直流偏移已被频率上移至所述斩波频率；以及在一对附加放大级之间执行连续时间滤波，以使在斩波频率处斩波而导致 的斩波频率纹波衰减。
17. 如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包括允许通过补偿电容器的反馈，而阻止所述斩波频率纹波通过所述补偿电容 器前馈。
18. 如权利要求17所述的方法，其特征在于，使用缓冲器以允许通过所 述补偿电容器的反馈，而阻止斩波频率纹波通过所述补偿电容器前馈。
19. 如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述放大器包括差分输入 端、输出端以及从所述差分输入端到所述输出端的低频路径和高频路径，其中 在所述斩波频率处的所述斩波在低频路径中进行。
20. 如权利要求19所述的方法，其特征在于，还包括允许通过补偿电容器对所述低频路径的反馈，而阻止斩波频率纹波通过所 述补偿电容器前馈到所述放大器的输出端。
21. 如权利要求20所述的方法，其特征在于，使用缓冲器以允许通过所 述补偿电容器的反馈，而阻止斩波频率纹波通过所述补偿电容器前馈到所述放 大器的输出端。
22. 如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述连续时间滤波利用连 续时间陷波滤波器或连续时间低通滤波器实现。
23. —种放大器，包括差分输入端和输出端，所述放大器包括 低频路径，其在所述放大器差分输入端与输出端之间； 高频路径，其在所述放大器差分输入端与输出端之间；所述低频路径包括多个放大级；在所述低频路径内的斩波器，其对所述低频路径的放大器之一的差分输入 端和输出端处的差分信号在斩波频率斩波，以产生一被斩波差分信号，所述被 斩波差分信号的所述放大级之一的直流偏移已被频率上移至所述斩波频率；在所述低频路径内的在所述斩波器之后的滤波器，用来使在斩波频率处斩 波而导致的斩波频率纹波衰减；缓冲器，其包括输入端和输出端，所述缓冲器的输入端连接至所述放大器 的输出端；以及补偿电容器，连接于所述缓冲器的输出端与所述低频路径内的节点之间； 其中所述缓冲器允许通过所述补偿电容的反馈，而阻止斩波频率纹波通过 所述补偿电容器前馈至所述放大器的输出端。
24. 如权利要求23所述的放大器，其特征在于，所述滤波器包括连续时 间陷波滤波器或连续时间低通滤波器。
25. 如权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述连续时间滤波器包括 三端连续时间滤波器，其包括第一端，其连接至所述第二放大级的输出端；第二端，其连接至所述第三放大级的差分输入端中的正相端；以及 第三端，其连接至所述第二放大级的差分输入端中的反相端和所述第三放 大级的差分输入端中的反相端；其中所述第三放大级的输出端直接或通过一个或一个以上附加放大级连 接至所述放大器的输出端。
26. 如权利要求25所述的放大器，其特征在于，所述三端连续时间滤波 器包括陷波滤波器。
27. 如权利要求26所述的放大器，其特征在于，所述三端连续时间滤波 器包括双T陷波滤波器。
28. 如权利要求25所述的放大器，其特征在于，所述三端连续时间滤波 器包括低通滤波器。
全文摘要
一种斩波器稳定放大器具有差分输入端、输出端以及从差分输入端到输出端的低频路径和高频路径。对低频路径的放大级的差分输入端和输出端处的信号在斩波频率斩波，以产生被斩波差分信号，该被斩波差分信号中的放大级的直流偏移已被频率上移至斩波频率。嵌入另外的一对放大级之间的连续时间滤波器用来使在斩波频率处斩波而导致的斩波频率纹波衰减。此外，缓冲器用来允许通过补偿电容器对低频路径的反馈，而阻止斩波频率纹波动通过补偿电容器前馈到放大器的输出端。
文档编号H03F3/45GK101621281SQ20091016394
公开日2010年1月6日 申请日期2009年6月10日 优先权日2008年6月11日
发明者G·F·卢弗 申请人:英特赛尔美国股份有限公司