本申请请求于2014年1月23日提交的第14/50566号法国专利申请的优先权，其内容在法律允许的最大程度上通过整体引用合并于此。
技术领域：
：本公开总体涉及电子电路，并且更具体地涉及对具有通过施加偏置电压可设定的值的电容器的控制。本公开更具体地应用于BST(钡-锶-钛)电容器的控制。
背景技术：
：：BST电容器实质上已经被开发用于无线电应用，特别用于移动电话。使电容器具有模拟地可调电容会显著改善其性能，因为其能够使包括这样电容器的设备适应于外部环境。BST电容器以集成电路(这种类型的电容器也称为可调集成电容器)形式出现。BST电容器的电容向其施加的直流偏置电位的值来设定，通常在从几伏特到几十伏特的范围内，典型地在2与20伏特之间。BST电容器的偏置电压通常由专用控制电路提供，其执行高电压数模转换，也即将数字配置字(通常为字节)转换为被施加至电容器以设定其电容的直流模拟电压。BST电容器的控制目前存在不精确的问题，除了其它原因之外，这主要是由于制造公差和温度相关变化。技术实现要素：本公开的实施例提供对用于可调电容器的控制电路的校准，其克服了常规输出电路的全部或部分缺点。另一实施例补偿了可能的制造公差和由于操作温度引起的变化。另一实施例提供与常规BST电容器兼容并且不需要修改由应用提供的数字设定点值的方案。因此，实施例提供用于控制具有通过偏置可设定的电容的电容器的电路，包括:至少一个端子，用于接收取决于电容的期望值的数字设定点值；用于确定电容相对于标称值的漂移的电路；以及用于根据确定的漂移向所述数字设定点值施加校正的电路。根据一实施例，电路包括：接收经校正的所述数字设定点值的数模转换器；以及用于产生用于偏置所述电容器的信号的放大器。根据一实施例，开关将旨在递送所述偏置信号的输出端子连接至所述确定电路，或者所述放大器的输出。根据一实施例，所述确定电路确定电容器达到充电阈值的持续时间。根据一实施例，所述确定电路引起所述电容器的逐步充电。根据一实施例，控制电路包括参考电容器连接端子。根据一实施例，校正是被施加至数字设定点值的百分比。一实施例也提供系统，包括：具有可设定的电容的至少一个电容器；以及至少一个控制电路。前述和其他特征和优势将结合附图在特定实施例的以下非限制性描述中详细讨论。附图说明图1是采用BST电容器的电子结构的简化表示；图2是BST电容器控制电路的实施例的功能框图；图3是图示出图2的控制电路的实施例的操作的曲线图；图4是BST电容器校准电路的实施例框图；以及图5是图示出图4电路的操作的曲线图。具体实施方式相同元件已被指定为在不同附图中具有相同附图标记。为了清楚，仅那些对将要描述的实施例的理解有用的步骤和元件会被示出并详细说明。特别地，BST电容器以及控制电路的其他部分的形成并未详细说明，描述的实施例与通过施加偏置电压可设定的电容器(例如BST电容器)以及控制电路的其余部分的常规应用相兼容。而且，BST电容器的不同可能应用也并未详细说明，这里再次描述的实施例与常规应用相兼容。在以下描述中，表述“近似”、“大约”和“约”意指在10％以内。图1是在应用环境中形成BST电容器或更通常的具有通过偏置可设定的电容的电容器的集成电子电路1的示例的简化表示。电容器1总体包括至少三个端子12，14和16。实际上，为了工业制造原因，集成电路封装可包括并不旨在被连接的其他端子18。端子14和16限定与电容器C的电极(其旨在与射频应用连接)对应的端子。而且，端子14和16中的一个接地。根据该应用，这样的连接或者是直接的，或者通过感应元件来实现(在射频链中串联使用的电容器的情况)。端子12限定施加用于设定电容器C的电容值的偏置电压Vbias的端子。从电器角度来看，该偏置电位通过电阻R施加。偏置电压Vbias由控制电路2递送，控制电路2由高电压数模转换器22形成，高电压数模转换器22包括由该应用的处理器3(CU)提供的数字指令字与被施加至端子12以达到期望的电容值的对应电位之间的相关表(correlationtable)，。控制电路2接收来自处理器3的低电压数字信号(约几伏特，或更少)并将其转换成能够达到几十伏特的高电压(相对于数字部分的低电压而言)的模拟信号Vbias。电路2在图1中示出为由放大器24(OA)跟随的数模转换器22(DAC)，该数模转换器22接收来自处理器的数字设定点值，该放大器24(OA)递送电压Vbias到电容器1的端子12。控制电路2的示例已知商品名为“PTIC控制器(PTICController)”，例如，参考STHVDAC-253M。在图1的示例中，可认为电容器1的端子14形成用于无线电信号的输入端子RFin，而端子16形成该信号的输出端子RFout。但是，电容器1是对称的而且其端子的连接取决于应用。假定电容器1参与天线9的调谐以接收来自电路5(未详细说明)的无线电信号。多个应用采用通过连续偏置可设定的电容器，其中，作为示例，在多频带移动电话系统中的可调天线匹配网络，可调谐无线电滤波器，频带调节电路，电压驻波比(VSWR)校正电路等。采用BST电容器造成的问题是由于电容器和控制电路的制造公差，以及与操作温度相关的电容变化。所有这些累计因素会导致相对于期望值的大于20％电容值的变化。可设想在BST电容器的输出处(图1的示例中的电容器1和天线9之间)测量无线电信号并将该测量提供给处理器3以便控制器其递送的数字字(digitalword)。这样的控制回路应当提供可接受的结果。然而，该方案通过在传输链中插入无线电测量元件来操作并具有产生其他干扰的风险。其还会导致特别昂贵的方案。而且，其会干预实际的应用，也即，干预传输链、电容器1的下游和处理器3的上游。因此最好提供一种在传输链中不采用测量并且在应用层(特别是在处理器3这一级)不采用修改的方案。图2示意性地并功能性地示出用于控制BST电容器1的电路2的实施例。虽然，为了简化，电路2假定为仅控制BST电容器，但是电路2可包括多个输出以独立控制多个BST电容器。仅已经示出了电容器1的偏置部分，因为其余部分(无线电部分)并未被所描述的方案的实施方式修改。电路2从处理器3接收一个或多个输入端子21上的数字设定点信号(以串联或并联形式)。电路2在端子23上产生用于偏置电容器1的信号Vbias。图2中，电容器1以其等效电气图的形式被符号化，也即，位于施加电压Vbias的端子12和地之间的串联RC电路。电路2包括两种操作模式。在第一种模式或校准阶段中，对电容值或更具体的说对该值相对于标称值的漂移进行评估。随后可以推断被施加到电容器的不同偏置的偏移(按百分比)。在第二种模式或操作阶段中，电路2向从处理器3接收的数字设定点施加从校准阶段推断的偏移，以产生电压Vbias，产生电压Vbias使得能够逼近期望的电容值。这里优势来自于这样的事实，假如相对于标称值有漂移，该漂移实质上是相对漂移而非绝对漂移。因此，确定相对于标称值或已知值的百分比就足够了。图3是图示出了电容CPTIC的值根据偏置电压Vbias的变化的曲线图。实线曲线示出了电容CPTIC的标称形状。虚线曲线示出了这一相同电容的当前形状的示例。根据一个实施例，处理器3递送数字字TG，其表示偏置电压Vbias的值V1，针对值V1，期望电容CPTIC(在标称曲线上)具有值C1。通过施加偏移百分比到该值(在校准阶段确定的百分比)，其会产生值V2，针对值V2虚线曲线达到值V1。根据另一实施例，由处理器3递送的数字字TG表示电容CPTIC的期望值C1。电路2读取值TG，由此推断值V1，并且随后施加校正来递送偏置电压Vbias的V2，针对偏置电压的V2期望电容CPTIC(在标称曲线上)具有值C1。通过将偏移百分比用于该值，其会产生值V2，针对值V2虚线曲线达到值C1。根据图2示出的实施例，也采用了参考电容器Cref。参考电容器表示特定电容器，也即，具有与电容器1相比相对小的技术分散(technologicaldispersion)(典型地例如约一个百分比)。参考电容器并非必不可少而且其存在取决于用于评估电容CPTIC的当前值以及控制电路2内部的电路的准确度的方法，如在下文中联系附图4所见的那样。在存在连接至电路2的端子25的电容器Cref时，开关34设置在开关32的第二输出与电路4之间。在第一位置，开关34将开关32连接至电路4。在第二位置，开关34将电路4连接至端子25(因此连接至电容器Cref)。功能上，电路4实现：-测量(块42，电容计)与其连接的电容器的电容(CPTIC或Cref)的当前值；-比较(块44，CPTIC比较)电容器1的电容CPTIC的当前测量值与期望标称值(可由Cref值的测量推断)；-解译(块46，解译)这些测量以确定将要被施加到接收自处理器3的设定点值TG的偏移(百分比)；以及–产生(块48，偏移产生)数字信号CORR用于校正由处理器3提供的数字字TG。数字字CORR的大小(例如为1字节)优选为与处理器3提供的字TG的大小相同。字CORR被添加(数字加法器50)到信号TG以提供校正的设定点到数模转换器22。实际上，根据在校准阶段确定的百分比，电路2读取值TG来计算代表绝对偏移的数字字。作为一变化，加法器执行这样的功能，而且信号CORR代表百分比。图4是示意性地示出了电路4的用于确定(在校准阶段)随后被施加到由处理器3递送的设定点的校正百分比的部分实施例的框图。实际上，电路4包括多个模拟和数字电路以实现不同的测量和解译功能。图4中，主要考虑电容CPTIC的当前值的测量功能。图5是图示出图4的电路的操作的曲线图。该曲线图是示出电容Cref和CPTIC两端的测量电压的变化示例以推断漂移百分比的时序图。为了评估电容CPTIC的当前值，由电路4的处理单元26控制的开关32和34将端子23连接至第一输入，例如，比较器61的具有接收参考电压Vref(限定阈值)的第二输入的非反相(+)，如在下文中所见的那样。比较器输出连接至D触发器62的D输入，触发器62具有提供旨在用于计数器63(COUNT)的信号的输出Q。触发器通过由延迟元件64提供的信号来同步，延迟单元64从振荡器65(OSC)产生具有确定持续时间的脉冲。振荡器65还递送时钟信号至计数器63。元件64控制开关67以将受控电流源68连接至比较器61的非反相输入，进而(通过定位开关32和34)连接至端子23。电流源68例如为基于可切换的电流源的数模转换器(IDAC)，能够将电流Iref施加至电容器Cref并且将等于Iref(CPTIC/Cref)的电流施加至电容器1。校准电路4(或者用于确定被施加到由处理器3提供的设定点的校正百分比的电路)按以下方式操作。该操作在图5中示出。电容器1的逐步充电在具有由电路64设定的其持续时间的脉冲期间通过电流源68(开关67导通)引起。在每一脉冲的末尾处，开关67被关断而且将电压Vcapa与电压Vref相比较。考虑该比较结果，触发器62由电路64提供的脉冲末尾触发。只要当前值Vcapa小于值Vref，计数器63针对每一脉冲而加数。只要电压Vcapa达到值Vref，计数停止而且其结果(已经用于对电容器1充电的周期的计数)被递送至处理单元26。如图5所示，在脉冲的每一末尾处，值Vcapa一直持续减小至虚线曲线。曲线VCPTIC实际上表示电容CPTIC的当前值。但是该值由于偏置电阻R不可直接测量。脉冲期间与脉冲之外的电压Vcapa的电平之间的间隔对应于电阻R上的电压降。一旦已经执行测量，将其通过与参考值(也即，取决于电容CPTIC的标称值的值)的比较来解译。该值可对应于周期的数目。电容器漂移(按百分比)因此被评估以施加校正信号。在其中使用参考电容器Cref的情况下，执行相似测量。开关34随后将比较器61和开关67连接至端子25。图5示出了电压VCref在脉冲之间并未下降。这是因为电容器Cref两端的电压直接被测量的事实。校准阶段的频率取决于应用以及可用于执行校准阶段的时间。例如在每一电话通信的开始和结束时执行校准，以及在电话待机时周期性地执行校准以考虑缓慢的温度变化。各种实施例和变形例已经被描述。本领域技术人员容易想到各种替换、修改和改进。特别地，基于在上文中给出的功能指示，上述实施例的实际实施都在本领域技术人员的能力范围之内。这些替换、修改和改进旨在作为本公开的一部分，而且旨在属于本公开公开的精神和范围内。因此，前面的描述仅通过示例并非限制性的。本公开仅通过以下权利要求和等同来限定其保护范围。上面描述的各种实施例可合并以提供进一步实施例。根据上面的详细描述可以对实施例进行这些和其它改变。总体而言，在以下的权利要求中，使用的术语不应理解为限制权利要求至说明书和权利要求中公开的特定实施例，而应当理解为包括所有可能实施例以及这些权利要求能够覆盖的同等实施例。因此，权利要求并不局限于本公开的范围。当前第1页1 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