技术领域本发明涉及电路器件仿真方法，并且特别地，涉及一种混频器的仿真方法和装置。
背景技术：
混频是指将信号从一个频率变换到另外一个频率的过程，其实质是频谱线性搬移的过程。在超外差接收机中，混频的目的是保证接收机获得较高的灵敏度，足够的放大量和适当的通频带，同时又能稳定地工作。具有这种功能的电路称为变频器(或混频器)。混频器(Mixer)是通信系统的重要组成部分，用于在所有的射频和微波系统进行频率变换。这种频率变换应该是不失真的，原载频已调波的调制方式和所携带的信息不变。在发射系统中，混频器用于上变频；在接收系统中一般用作下变频。如图1所示，通常情况下混频器主要包括三个组成部分：本机振荡器、非线性器件、带通滤波器，其中，非线性器件通常可以通过乘法器来实现。在理想条件下，混频器核心的工作原理是将两个输入信号在时域上相乘，然后在输出端口以达到频率转换的目的，其中，两者相乘的结果包含频率相加(上变频)和相减(下变频)。根据滤波器功能的不同，混频器又分为上混频器和下混频器，其主要功能如下：1)当用于发射机时，采用上混频器，由高通滤波器将已调制中频信号搬移到射频；2)当用于接收机时，采用下混频器，由低通滤波器将接收到的射频信号搬移到中频。参照图2，在相关技术中，混频器可以既包括高通滤波器，也包括低通滤波器，设输入信号为参考信号Fs，混频器内部提供本振信号(LocalOscillator)F0，此时，高通滤波器的输出为Fs+F0(上变频，用于发射机，输出射频信号)，低通滤波器的输出为|Fs-F0|(下变频，用于接收机，输出中频信号)，图2所示的混频器既可用作上混频器也可用作下混频器。目前，混频器是微波集成电路接收系统中必不可少的部件，作为超外差接收机的重要组成部分，已经在雷达、通信、电子对抗、广播电视、遥控遥测等诸多领域中得到广泛的应用，并且，混频器技术指标的好坏直接影响到整机性能的发挥。由于混频器的性能对于整体设备的影响非常大，所以，对混频器的仿真将变得非常必要。影响混频器性能的器件参数有很多种，但是，目前已有的仿真方案并不能够考虑到这些器件参数，从而导致仿真的结果不够准确和客观。目前，针对相关技术中不能准确、客观地仿真混频器的技术问题，目前尚未提出有效的解决方案。
技术实现要素：
针对相关技术中的上述问题，本发明提出一种混频器的仿真方法和装置，能够准确、客观地对混频器进行仿真。本发明的技术方案是这样实现的：根据本发明的一方面，提供了一种混频器的仿真方法。该混频器的仿真方法包括：接收用户输入的器件参数；调用预先配置的混频器的多种器件参数与混频器的输出结果之间的相对变化关系；基于输入的器件参数以及调用的变化关系，对混频器进行仿真。其中，在对混频器进行仿真时，对于多种器件参数中被用户输入的器件参数，将输入的参数值带入被调用的相应变化关系中；对于多种器件参数中未被用户输入的器件参数，设置为默认值并带入被调用的相应变化关系中。并且，该方法可以进一步包括：接收环境参数；根据预先配置的环境参数与混频器的器件参数之间的相对变化关系，对用户输入的器件参数的参数值和未被用户输入的器件参数的默认值进行调整；并且，在对混频器进行仿真时，基于调整后的结果进行仿真。进一步地，该方法可以进一步包括：预先配置环境参数与混频器的器件参数之间的相对变化关系，并以函数的方式表示相对变化关系。可选地，上述输入的环境参数包括以下至少之一：温度参数、气压参数、辐照参数、磁场参数。可选地，上述混频器的多种器件参数包括以下至少之一：噪声参数、变频增益、端口间隔离度、三阶交调点、1dB压缩点、本振功率、输入阻抗匹配、输出阻抗匹配、混频器的动态范围。可选地，上述混频器的模型预先基于VHDL-AMS建模，其中，混频器的模型中包含多种器件参数与混频器的输出结果之间的相对变化关系，并且提供了用于接收多种器件参数的接口。并且，上述混频器的模型为通过行为级建模得到。根据本发明的另一方面，提供了一种混频器的仿真装置。根据本发明的混频器的仿真装置包括：接收模块，用于接收用户输入的器件参数；调用模块，用于调用预先配置的混频器的多种器件参数与混频器的输出结果之间的相对变化关系；仿真模块，用于基于输入的器件参数以及调用的变化关系，对混频器进行仿真。根据本发明的再一方面，还提供了一种混频器的建模方法，该建模方法基于VHDL-AMS、且以行为级建模的方式对混频器进行建模。其中，该建模方法包括：配置并保存混频器的多种器件参数与混频器的输出结果之间的相对变化关系；配置用于接收多种器件参数中部分或全部参数的接口。本发明通过根据混频器的器件参数对输出的影响来仿真混频器，能够使得混频器的仿真更加准确、客观。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图1和图2是根据相关技术的混频器的结构图；图3是根据本发明实施例的混频器的仿真方法的流程图；图4是无源比例积分滤波器的电路图；图5是无源二阶RC滤波器的电路图；图6是在理想状态下对混频器进行仿真的结果示意图；图7是线件四端网络的结构图；图8示出了混频器Pout-Pin曲线；图9是示出混频器的动态范围的曲线图；图10是基于本发明的方案对混频进行非理想条件下的仿真结果图；图11是根据本发明实施例的混频器的仿真装置的框图。具体实施方式下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。根据本发明的实施例，提供了一种混频器的仿真方法。如图3所示，根据本发明实施例的混频器的仿真方法包括：步骤S301，接收用户输入的器件参数；步骤S303，调用预先配置的混频器的多种器件参数与混频器的输出结果之间的相对变化关系；步骤S305，基于输入的器件参数以及调用的变化关系，对混频器进行仿真。其中，在对混频器进行仿真时，对于多种器件参数中被用户输入的器件参数，将输入的参数值带入被调用的相应变化关系中；对于多种器件参数中未被用户输入的器件参数，设置为默认值并带入被调用的相应变化关系中。此外，根据本发明实施例的仿真方法可以进一步包括：接收环境参数；根据预先配置的环境参数与混频器的器件参数之间的相对变化关系，对用户输入的器件参数的参数值和未被用户输入的器件参数的默认值进行调整；并且，在对混频器进行仿真时，基于调整后的结果进行仿真。为了使得仿真结果能够考虑到环境参数，根据本发明的仿真方法可以进一步包括：预先配置环境参数与混频器的器件参数之间的相对变化关系，并以函数的方式表示相对变化关系。也就是说，在根据本发明实施例的混频器的模型中，包含外部环境参数的接口，并且可以理解为，将混频器的模型(包括接收器件参数的接口以及器件参数与输出之间的相对变化关系)进行一次封装，在该封装之外再进行一次外层封装，外层的封装包含输入外部环境参数的接口，在进行仿真时，混频器的器件参数(不论是输入的器件参数还是被设置为默认值的器件参数)均会首先受到输入的环境参数的作用而发生变化，在仿真混频器的输出时，所基于的是因为环境参数而变化后的器件参数。可选地，在一个实施例中，上述环境参数可以包括以下至少之一：温度参数、气压参数、辐照参数、磁场参数。可选地，混频器的多种器件参数可以包括以下至少之一：噪声参数、变频增益、端口间隔离度、三阶交调点、1dB压缩点、本振功率、输入阻抗匹配、输出阻抗匹配、混频器的动态范围。应当注意的是，这里所列举的参数仅仅用于说明，而并不用于限制本发明的保护范围。在一个实施例中，混频器的模型预先基于VHDL-AMS建模，其中，混频器的模型中包含多种器件参数与混频器的输出结果之间的相对变化关系，并且提供了用于接收多种器件参数的接口。并且，在一个实施例中，混频器的模型为通过行为级建模得到。这里的行为级建模是指根据器件的输入/输出外特性参数或者传输函数来构造模型，这种方式的建模关注于电路器件或原件的工作原理，而无需理解具体元件的内部机理，模型参数可通过直接测量而获得。通过行为级的建模方式来对混频器进行建模，能够有效提高建模和仿真的效率，并且使得混频器的模型具有更好的通用性，而不仅仅局限于某一种具有特定结构或特性的混频器。如之前所描述的，混频器主要可以包括模拟乘法器和滤波器两大基本部件。下面分析基本部件在混频器中的作用及其数学模型，从而导出混频器的VHDL-AMS模型。(1)模拟乘法器模拟乘法器是对两个模拟信号(电压或电流)实现相乘功能的有源非线性器件。主要功能是实现两个互不相关信号相乘，即输出信号与两输入信号相乘积成正比，具体地，乘法器具有两个输入端口，即X和Y输入端口，设X端口输入的信号为vx(t)，Y端口的输入信号为vy(t)，描述乘法器的输入及输出信号v0(t)之间的公式如下：υo(t)＝AMυx(t)υy(t)；其中，AM为增益系数，也可称比例系数或标尺因子。在混频器中，模拟乘法器主要用于实现参考信号与本振信号的相乘，从而达到混频的目的。在理想条件下，模拟乘法器的VHDL-AMS模型如下：其中，us和ul为端点相对地的电压，vout为输出电压，iout为输出电流。(2)滤波器滤波器的功能就是允许某一部分频率的信号顺利的通过，而另外一部分频率的信号则受到较大的抑制，它实质上是一个选频电路。滤波器中，把信号能够通过的频率范围，称为通频带或通带；反之，信号受到很大衰减或完全被抑制的频率范围称为阻带；通带和阻带之间的分界频率称为截止频率；理想滤波器在通带内的电压增益为常数，在阻带内的电压增益为零；实际滤波器的通带和阻带之间存在一定频率范围的过渡带。本混频器设计在功能上既可以实现上变频，将参考信号经过载波调制到高频信号后发射出去，又能够实现下变频，将收到的信号经载波解调到中频信号后进行后续处理。因此同时具有高低两种不同的滤波器。现分别介绍两种滤波器的VHDL-AMS模型。(2.1)低通滤波器低通滤波器允许信号中的低频或直流分量通过，抑制高频分量或干扰和噪声。本混频器中采用常用的无源比例积分滤波器，建立滤波器模型。它具有低通特性，用来滤除模拟乘法器输出信号uo(t)中的高频分量和噪声，以保证电路所需要的性能，增加系统的稳定性。图4是无源比例积分滤波器的电路图。如图4所示，无源比例积分滤波器包括电阻R1、R2，电容C，并且其传递函数可表示如下：H(s)=Uc(S)Ue(S)=R2+1sCR1+R2+1sC=1+sτ2s(τ1+τ2)+1=K*1+1z1s1+1p1s]]>其中，τ1＝R1C，τ2＝R2C，K＝1，从式中可以看出，无源比例滤波器H(s)有一个零点和一个极点，零点频率fz＝z1，极点频率fp＝p1。将式中H(s)的s用微分算子p替换，就可以写出无源比例积分滤波器的微分方程：uc(t)＝H(p)uo(t)；由于VHDL-AMS模型提供了预定义属性LFT和ZFT可分别用来实现S域和Z域传递函数，因此低通滤波器可基于传递函数实现。因此，在仿真时，可以建立其VHDL-AMS模型如下：(2.2)高通滤波器高通滤波器是一个使高频率信号较容易通过而阻止低频率通过的器件，其可以去掉信号中不必要的低频成分，或者可以认为去掉了低频干扰。其特性在时域及频域中可分别用冲激响应及频率响应描述。在发明提供的仿真方案中，可以采用了无源二阶RC滤波器来建立滤波器模型。无源二阶RC滤波器具有高通的特性，用来滤除模拟乘法器输出信号uo(t)中的低频分量和噪声，以保证电路所需要的性能，增加系统的稳定性。应当理解的是，在没有详细描述的实施例中，本发明的仿真方案还可以采用其他滤波器作为高通滤波器。图5是无源二阶RC滤波器的电路图。基于图5所示的滤波器，其传递函数可以表示如下：H(s)=U2(S)U1(S)=R||(R+1SC)1SC+R||(R+1SC)·RR+1SC=(SRC)2(SRC)2+3SRC+1;]]>从式中可以看出，无源二阶RC滤波器H(s)有两个相同的零点和两个相同的极点。因此，可以将无源二阶RC滤波器分解为两个无源一阶RC滤波器的串联，故其传递函数满足相乘的关系：H2(s)＝H1(s)*H1(s)；Rc滤波器的截止频率可以表示为：因此建立高通滤波器VHDL-AMS模型如下：(3)理想条件下混频器模型的模拟与仿真SystemVision是MentorGraphics公司开发的能够实现模拟及混合信号系统仿真设计的Windows集成开发环境，支持VHDL-AMS、VHDL、C以及Eldo/SPICE的一款模拟仿真软件，本发明可以基于SystemVision环境进行混频器的仿真。在SystemVision环境下，根据之前描述的VHDL-AMS程序，可以首先建立理想条件下的混频器模型并进行仿真，其仿真结果如图6所示。基于图6可以看出，参考信号是低通滤波后的信号频率的9.9倍，而高通滤波后的输出信号是输入参考信号的2.2倍。参考信号频率为1M，本振信号频率为1.1M，低通滤波后的输出信号频率是100k，高通滤波后输出的信号频率是2.1M，仿真结果跟理论的结果基本相同。由于是先在理想条件下模拟仿真实现的，所以输出波形比较平滑、无起伏、波纹影响小。(4)混频器的关键性能参数的具体表示(4.1)噪声参数混频器的噪声定义为：NF＝Pno/Pso。其中，Pno是当输入端口噪声温度在所有频率上都是标准温度即T0＝290K时，传输到输出端口的总噪声资用功率。Pno主要包括信号源热噪声，内部损耗电阻热噪声，混频器件电流散弹噪声及本振相位噪声。Pso为仅有有用信号输入在输出端产生的噪声资用功率。混频器的噪声主要可以通过信噪比(signal-to-noiseratio，SNR)和噪声系数来体现。其中，信噪比是衡量一个信号质量优劣的指标。它是在指定频带内，同一端口信号功率Ps和噪声功率Pn的比值，即S/N＝Ps/Pn。当用分贝表示信噪比时，有S/N(dB)＝10*log(Ps/Pn)。信噪比越大，信号质量越好。噪声系数(NoiseFigure，NF，后文中也记为NF)定义为线性四端网络输入端的信噪比与输出端的信噪比之的比值。因为在信号通过混频器的时候，总会有不应该被混频的信号被误当作有用的信号通过混频器输出，然后传到下一级，这样实际输出的信号就与理想的信号有差异，这种差异在一定程度上是可以容忍的，但是超过一定限度就会完全破坏信号实际的值，使得系统无法正常工作。具体的限度要根据系统仿真来决定，然后分配到各个子模块上的性能的指标就是模块设计时需要参照的标准。图7是线件四端网络的结构图。如图7所示，Rs是信号源内阻，Vs是信号源电压，Vn是信号源内阻Rs的等效噪声源电压，RL是负载。设输入端的信号功率为Psi，由信号源内阻产生的噪声功率为Pni，而网络的输出端负载上所得到的信号功率和噪声功率分别为Pso、Pno，则噪声系数NF可以定义为：或者，可以用dB的方式表示如下：(NF)dB=10lgPsi/PniPso/Pno;]]>噪声系数通常只适用线性网络，因为非线性电路会产生信号和噪声的频率变换，噪声系数不能反映系统的附加噪声性能。若设线性网络的功率增益Gp＝Po/Pi，则噪声系数可以改写为：NF=Psi/PniPso/Pno=PsiPsoPnoPni=PnoGpPni;]]>式中，Gp*Pni为信号源内阻Rs产生的噪声经过线性网络后在输出端产生的噪声功率；而线性网络输出端的总噪声功率Pno应等于Gp*Pni和线性网络本身的噪声在输出端产生的噪声功率Pano之和，即可以表示如下：Pno＝GpPni+Pano；显然，Pno＞Gp*Pni，故线性网络的噪声系数NF总是大于1。为了更清楚地了解网络产生的噪声，对信噪比的影响，噪声系数又可表示为：NF=Pano+GpPniGpPni=1+PanoGpPni;]]>由上式可以得出下述结论：(结论1)当线性网络本身不产生噪声，即Pano＝0时，NF＝1，故为无噪声的理性网络；(结论2)线性网络本身产生的噪声Pano越大，噪声系数NF越大；(结论3)线性网络的功率增益Gp越大，噪声系数NF越小。上述结论说明，为了降低网络的噪声系数应设法增大线性网络的功率增益。为了计算和测量的方便，噪声系数也可以用额定功率(RatedPower)和额定功率增益的关系来定义。其中，额定功率是指信号源所能输出的最大功率。对于图7所示的网络，为了使信号源有最大输出功率，必须使放大器的输入电阻Ri与信号源内阻Rs相匹配，即，应该使Ri＝Rs，此时的额定输入信号功率可以表示为：Psi′=Vs24Rs;]]>额定输入噪声功率为：Pni′=υn2‾4Rs=4kTRsB4Rs=kTB.]]>由上两式知，不管信号源内阻如何，其产生的额定噪声功率是相同的，其大小只与电阻所处的环境温度T和系统带宽B有关。而信号源额定功率却随着内阻Rs的增加而减小。放大器的额定功率增益是指放大器(或线性网络)的输入端和输出端分别匹配(Ri＝Rs、Ro＝RL)时的功率增益，即：GpH=Pso′Psi′;]]>线性网络输出端的总噪声额定功率Pno’同样应等于GpH*Pni’和线性网络本身的噪声在输出端产生的额定噪声功率Pano’之和，即Pno’＝GpH*Pni’+Pano’，所以噪声系数可以表示为：NF=Psi′/Pni′Pso′/Pno′=Pno′Pni′GpH=GpHPni′+Pano′Pni′GpH=1+Pano′Pni′GpH;]]>将额定输入噪声功率式代入可得：NF=Pno′kTBGpH=1+Pano′kTBGpH;]]>等效噪声温度Te的定义是：将网络的内部噪声折算到其输入端时，使噪声源电阻所升高的温度称为等效噪声温度Te。若混频器输入是纯电阻，混频器的噪声系数是F，则折合到输入端的总噪声功率(电阻的噪声加混频器内部的噪声)是KTBF，相当于无噪声的放大器输入端接了一个温度为Te＝T+(F-1)*T的电阻，或者说，放大器自身所产生的热噪声折合到输入端后相当于使电阻的温度提高了Te＝(F-1)*T度，该Te可被称为放大器的等效噪声温度。由于噪声源在网络输出端的额定噪声功率表示为：P′niGpH＝kToBGpH；内部噪声在网络输出端的额定功率为GpH*k*Te*B，所以，网络的噪声系数Nf可表示为：NF=1+Pano′Pni′GpH=1+GpkTeBGpkToB=1+TeTo;]]>所以，等效噪声温度为：Te＝(NF-1)To式中，To是标准温度，在一般情况下，可以认为To＝290K。当Te＝0时(网络内部无噪声)，NF＝1，NF(dB)＝0dB。当Te＝290K(内部噪声等于外部噪声)时，NF＝2，NF(dB)＝3dB。通过以上描述可以看出，热噪声是内部噪声的主要来源之一，所以降低放大器、特别是接收机前端主要器件的工作温度，对减小噪声系数是有意义的。对灵敏度要求特别高的设备来说，降低噪声温度是一个重要措施。通信系统中的绝大多数噪声和信号可以看作是窄带高斯过程，在满足级数分解的条件下，信号可以分解为正弦或余弦的叠加，因此可以把一般的信号表示成正弦波形，则在通信系统中接收机接收到的混合信号为正弦波加上噪声。接收信号数学表达式为：r(t)＝Acos(ωc*t+θ)+n(t)，其中，θ∈(0，2n)式中r(t)为接收到的总射频信号，Acos(ωc*t+θ)为有用射频信号，n(t)为噪声信号。因此，混频器在输出端总的噪声功率Pno＝GpH*kTBF，即相当于输入阻抗产生的热噪声功率为kTBF，因此热噪声的等效幅值Vf的计算公式为：Vf＝sqrt(4.0*Rin*(F*k*T*B))其中，sqrt()为开平方运算，F为噪声系数(Nf(dB)＝10*logF)，T为绝对温度，B为接收机系统带宽，k＝1.38*10^(-23)为玻尔兹曼常数，Rin为输入阻抗。(4.2)混频器变频增益(或者可以称为变频损耗)混频器的变频增益被定义为混频器射频输入端口的微波信号功率与中频输出端信号功率之比。变频损耗主要由电路失配损耗，二极管的固有结损耗及非线性电导净变频损耗等引起。混频器的变频增益Gp定义为在本振功率Plo不变的情况下，负载获得的最大中频功率Pif与射频输入功率Prf之比的对数，表示如下若变频增益Gc＞0，则混频器有增益；反之为损耗。变频电压增益为：Gv＝Vif/Vrf，其中，vrf为射频信号振幅；变频功率增益为：Gp＝Pif/Prf。两者之间的关系为：Gp＝Pif/Prf＝(Vif^2/Rout)/(Vrf^2/Rin)＝(Vif/Vrf)^2*Rin/Rout＝(Gv^2)*Rin/Rout。因此，Gp(dB)＝10*logGp＝10*log((Gv^2)*Rin/Rout)＝20*logGv+10*log(Rin/Rout)。式中Rout为输出阻抗，其计算公式将在后面给出。由此可求出混频器的变频电压增益Gv＝Vif/Vrf＝Km*Vlo/2。故Vlo＝2.0*Gv/Km。(4.3)端口间隔离度隔离度定义为本振或射频信号泄漏到其他端口的功率与输入功率之比，单位dB。混频器隔离度是指频率端口间的相互隔离，包括本振与射频，本振与中频，及射频与中频之间的隔离。从理论上来看，混频器各个端口之间是互相隔离的，任意一个端口上的功率都不会泄露到其他端口上。但实际上，总有部分功率在各个端口之间相互泄露。利用隔离度就可以评价这种泄露的程度。由于本振端口的功率最大，如果泄露到信号端口会形成向外的辐射损耗，严重地干扰附近的接收机，这种影响最坏，因此一般情况下只规定本振端口到其他端口的隔离度。具体的定义有两个，一个是本振功率与其泄露到信号端口的功率之比；另外一个是本振功率与其泄露到中频输出端口的功率之比，两者都用分贝数来表示。隔离度是混频器电路平衡度的一个量度，当电路很平衡时，各端口间的隔离度很好，信号的相互泄漏很小。对于很多应用，本振功率泄漏到射频端的指标是很重要的，因为它可以反映出本振信号从天线再辐射的强弱程度。当电路很平衡时，本振功率的大小不影响隔离度，但平衡度随频度提高而下降。通常，隔离度以每倍频程约5dB的速度下降。本振功率至射频端口的隔离度定义为：Lrp＝10*log(Plo/Plr)，单位为：dB。式中Plo为本振功率，其计算公式将会在后面给出。Plr为泄漏到射频端口的本振功率，其计算公式为：Plr＝(exp((-Lrp/10.0)*log(10.0)))*Plo。(4.4)三阶交调点IIP3和1dB压缩点在正常工作情况下，射频输入电平远低于本振电平，此时中频输出将随射频输入线性变化，当射频电平增加到一定程度时，中频输出随射频输入增加的速度减慢，混频器出现饱和。当中频输出偏离线性1dB时的射频输入功率为混频器的1dB压缩点。对于结构相同的混频器，1dB压缩点取决于本振功率大小和二极管特性，一般比本振功率低6dB。如果有两个频率相近的微波信号fs1和fs2和本振fLO一起输入到混频器，由于混频器的非线性作用，将产生交调，其中三阶交调可能出现在输出中频附近的地方，落入中频通带以内，造成干扰，通常用三阶交调抑制比来描述，即有用信号功率与三阶交调信号功率比值，常表示为dBc。因中频功率随输入功率成正比，当微波输入信号减小1dB时，三阶交调信号抑制比增加2dB。假设混频器的非线性可以用三阶幂级数来表征，高阶非线性可以忽略。即混频器的输入输出关系可以表示为：vo=a1vi+a2vi2+a3vi3;]]>其中，vi和vo分别为混频器的输入和输出信号电压。当混频器的输入信号vi为单音信号时，vi(t)＝vcos(ωt)，输出信号为：vo(t)=a1[v·cos(ωt)]+a2[v·cos(ωt)]2+a3[v·cos(ωt)]3=a1v·cos(ωt)+a2v2·12[1+cos(2ωt)]+a3v3·14[3cos(ωt)+cos(3ωt)]=12a2v2+(a1v+34a3v3)·cos(ωt)+12a2v2·cos(2ωt)+14a3v3·cos(3ωt);]]>从上式可以看到，由于混频器非线性的影响，输出信号中除了有基频信号(ω)之外，还产生了直流分量和二次、三次谐波分量(2ω、3ω)。各分量的系数可以用表1总结：a1va2v2a3v3DC1/2ω13/42ω1/23ω1/4表1：单音信号各分量的系数当混频器的输入信号为双音信号时，输出信号为：vo(t)=a1[vcos(ω1t)+vcos(ω2t)]+a2[vcos(ω1t)+vcos(ω2t)]2+a3[vcos(ω1t)+vcos(ω2t)]3=a2v2+(a1v+94a3v3)·cos(ω1t)+(a1v+94a3v3)·cos(ω2t)+12a2v2·cos(2ω1t)+12a2v2·cos(2ω2t)+a2v2·cos(ω1±ω2)t+34a3v3·cos(2ω1±ω2)+34a3v3·cos(2ω2±ω1)+14a3v3·cos(3ω1)+14a3v3·cos(3ω2)]]>可以看到，输出信号中除了有基频信号(ω1、ω2)之外，还产生了直流分量和二次、三次谐波分量(2ω1、2ω2、3ω1、3ω2)，更重要的是，产生了二阶和三阶交调分量(ω1±ω2、2ω1±ω2、2ω2±ω1)。各分量的系数可以用表2总结：a1va2v2a3v3DC1ω119/4ω219/42ω11/22ω21/2ω1±ω212ω1±ω23/42ω2±ω13/43ω11/43ω21/4表2：双音信号各分量的系数1dB压缩点Pin-1dB的定义为：由于混频器非线性，当输入功率为Pin-1dB时，混频器的功率增益比线性情况下降低1dB。图8示出了混频器Pout-Pin曲线，如图8所示，IIP3的定义为：混频器线Pout-Pin曲线与线性Pout(2ω1±ω2)-Pin曲线(或者Pout(2ω2±ω1)-Pin曲线，两者取一)外插的交点所对应的输入功率。(4.4.1)计算Pin-1dB：线性情况下，混频器输入输出关系为：vo＝a1*vi＝a1*vc*cos(ωt)，即输出基频信号的幅度为a1*vc。在非线性情况下，有前述分析可知输出基频信号的幅度为a1*vc+3/4*(a3*(v3^3))。根据Pin-1dB的定义，且20*log(10^(-0.05))＝-1dB，令：a1vc·10-0.05=a1vc+34a3vc3;]]>可解得此时的输入信号功率可以表示为：Pin-1dB=vc2=4a1·(1-10-0.05)3a3;]]>上式表示，当输入正弦信号幅度为vc时，输入功率为Pin-1dB时，混频器将发生1dB压缩。(4.4.2)计算IIP3：假设IIP3点所对应的混频器输入信号幅度为vp，那么根据IIP3的定义及前面所得三阶交调分量(2ω1±ω2或2ω2+ω1)的系数，可得：a1vp=34a3vp3;]]>所以，可得到此时的输入信号功率可以表示为：IIP3=vp3=4a13a3;]]>根据上面的公式可有：IIP3Pin-1dB=11-10-0.05≈9.20=9.64dB;]]>所以，可以得到结论：一个混频器的三阶交调点输入功率IIP3比其1dB压缩点输入功率Pin-1dB大9.64dB。另外需要注意：根据IIP3的定义，计算时三阶交调分量只取两个三阶交调分量(2ω1+ω2、2ω2±ω1)之一，如果将两者都计算进去，IIP3将比Pin-1dB大：9.64+3dB＝12.64dB。应当注意的是，以上推导都建立在混频器非线性为三阶的假设下。再次假设下，混频器的IIP3比其Pin-1dB大9.64dB。通常，实际混频器的IIP3比其Pin-1dB大10～15dB。理论上混频器的IIP3比其Pin-1dB大9.64dB。而实际混频器的IIP3比其Pin-1dB大10～15dB。所以这里我们可以取IIP3-Pin-1dB＝10dB，因此经由计算得出：P1dB＝exp((IIP3/10.0)*log(10.0))/10.0。(4.5)本振功率与工作点混频器的本振功率是指最佳工作状态时所需的本振功率。混频器通常要指定所用本振功率的数值范围，例如，指定Pp＝10～12dBm。这是因为，本振功率变化时将影响到混频器的许多项指标。本振功率不同时，混频二极管工作电流不同，阻抗也不同，这就会使本振、射频、中频三个端口的匹配状态变坏，并且还将改变动态范围和交调系数。不同混频器工作状态所需本振功率不同，原则上来说本振功率越大，则混频器动态范围增大，线性度改善，1dB压缩点上升，三阶交调系数改善。本振功率过大时，混频管电流加大，噪声性能要变坏。此外，混频管性能不同时所需本振功率也不一样。截止频率高的混频管(即Q值高)所需功率小，砷化镓混频管比硅混频管需要较大功率激励。本振功率在厘米波低端大约需2～5mW，在厘米波高端为5～10mW，毫米波段则需10～20mW；双平衡混频器和镜频抑制混频器用4只混频管，所用功率自然要比单平衡混频管大一倍。在某些线性度要求很高、动态范围很大的混频器中，本振功率要求高达近百毫瓦。因1dB压缩点取决于本振功率大小和二极管特性，一般比本振功率低6dB，所以可以由此计算出本振功率，其计算公式如下：Plo＝(exp(-0.4*log(10.0)))*P1dB*10.0。(4.6)输入输出阻抗匹配如果模块是放在整个系统中的，那么就要考虑和前一级与后一级的输入输出阻抗匹配的问题。如果是单个模块的设计，那么就要求输入和输出都要达到50Ω的阻抗，这样用50Ω内阻的仪器进行测试的时候，可以让信号输入和输出的效率最高，反射系数为零，可以保证测试结果的正确性和可行性。输入输出阻抗匹配在芯片设计中是非常重要的，如果信号由于阻抗匹配不当而损失掉了，会导致输入的信号被完全反射回天线，而产生的信号全部被反射回来将无法输出到下一级。通常使用史密斯圆图来测量双端口网络的输入和输出阻抗匹配[11]，S11表示输入阻抗系数，S22表示输出阻抗系数，有如下计算公式：S11＝20log|ρ|；其中：ρ=Zin-ZOZin+ZO;]]>并且，ρ是反射系数，Zin是混频器的输入阻抗，Zo是混频器的输出阻抗，S11至少要小于-10dB，这样才能保证有90％的能量是被送到混频器中。另一种表示阻抗匹配的方法是用电压波形比例(Voltagestandingwaveratio，VSWR)来表示，即通过端口驻波比来表示。它的定义是传输线上最高电压和最低电压的比例。VSWR越大，(失配)mismatch就越严重。VSWR的定义下面的公式所示：VSWR=1+|ρ|1-|ρ|;]]>当VSWR小于等于2∶1的时候，说明输入信号有90％进入到混频器中。根据以上分析可以得出：根据混频器的端口驻波比我们可以求出其反射系数，进而根据其反射系数求出混频器的输出阻抗Rout。因此，可以得出反射系数的计算公式为：pp＝(VSWR-1.0)/(VSWR+1.0)；输出阻抗的计算公式如为：Rout＝(-pp-1.0)*Rin/(pp-1.0)这里可以假设反射系数去掉绝对值后恒为正。(4.7)混频器的动态范围在现代通信系统中，输入信号的动态范围是一个很重要的性能，它决定着系统性能的好坏，通常输入信号的动态范围在80dB到100dB的范围内。之前描述的噪声系数(NoiseFigure，NF)是决定输入信号的幅值至少不能小于多少才能不被噪声所湮灭，那么线性度就是决定输入信号幅值不能大于多少才不至于失真。混频器的动态范围是指混频器在规定的本振电平下，高频信号输入电平的可用范围。线性度越好那么系统的输入动态范围也就可以越大，系统的性能就越好。设计时，要确定其下限和上限电平。(4.7.1)确定混频器下限电平混频器下限电平由接收机的灵敏度决定。接收机灵敏度可以表示为：Psmin＝kT0BF0(W)＝kT0BF0×103(mW)；式中k为波尔兹曼常数，k＝1.38×10-23J/K；T0为接收机工作环境的绝对温度，单位K；B为接收机带宽，单位为Hz；F0为接收机总的噪声系数；Psmin为最小可以检测的信号功率，单位W。如果以dBm为单位，在室温17℃(T0＝290K)条件下，等式可变换为：Psmin＝10lgk+10lgT0+10lgB+10lgF0+10lg103＝[-174++10lgB+10lgF0]dBm；假设B＝2×10^6Hz，混频器的噪声系数为FC＝6dB，则Psmin为-105dBm，如果系统中指示判据要求最小功率要高于噪声电平10dB，则混频器的动态范围下限为-95dBm。(4.7.2)、确定混频器的上限电平混频器的上限电平由1dB压缩电平决定。当输入信号功率比较小时，混频后得到的输出中频功率随着输入信号功率线性地增大，但是当输入信号功率增加到某个电平时，输出和输入之间由于混频器出现饱和趋势而呈现非线性。当输出中频功率比线性增涨低于1dB时所对应的输出中频功率电平称为1dB压缩电平，用Pin-1dB表示(如图9所示)。事实上，1dB压缩电平随着本振电平的增加而增加，一般比本振功率低6dB。从混频器的下限电平计算公式中我们可以看清，其下限电平Vmin为噪声幅值的大小。另外，从图9中还可以看出，在噪声最大功率和最小功率之间，混频器的输出功率与输入功率的关系并非是线性相关的，当输入功率大于最小功率之后一直到最大功率之前，此时输出功率与输入功率是线性相关的。在实际混频器中，输入电平大于最大噪声幅值后，混频器并不能很好的识别出所接收到的射频信号中的有用成分，由于此时噪声对有用信号的影响仍很大，所以在计算混频器的下限电平时，除了考虑噪声的影响外，还将本振端口对射频端口的影响也考虑进去。因此可以得出混频器的下限电平Vmin的计算公式如下：Vmin＝sqrt(4.0*Rin*(F*1.38*k*T*B+Plr*pp/1000.0))。其上限电平的计算公式为：Vmax＝sqrt(4.0*P1dB*Rin/1000.0)。当射频输入信号的幅值大于Vmax时，射频信号振幅Vrf＝Vmax；当射频输入信号的幅值小于Vmin时，考虑到噪声和本振功率对射频信号的影响，可以取Vrf＝0.0。(4.8)中频剩余直流偏差电压当混频器作鉴相器时，只有一个输入时，输出应为零。但由于混频管配对不理想或巴伦不平衡等原因，将在中频输出一个直流电压，即中频剩余直流偏差电压。这一剩余直流偏差电压将影响鉴相精度。(5)非理想条件下混频器的建模与仿真之前描述的模拟乘法器的VHDL-AMS模型为理想条件下的，没有考虑上述关键性能参数对其构成的影响，因此其仿真结果将缺少准确性和客观性。本发明所提出的仿真方法将考虑到上述关键参数对混频器本所构成的影响。例如，本发明的技术方案可以非理性条件下对图2所示出的上下变频混频器进行仿真(也可以对其他形式的混频器进行仿真)，在非理想条件下，混频器除了具有上下变频的功能外，并且还将受其自身的和各种外界条件的干扰，尤其是会受到噪声的影响。模拟乘法器采用差分对作为基本电路，理论上输出中频只有两种频率，即和频fI＝fL+fS和差频fI＝fL-fS，因此其组合频率的干扰极小，特别是交调互调干扰小，对滤波器的外围电路要求不高，电路比较简单。同时变频增益较高，且对输入的信号幅度要求不严格，既可以大信号工作，也可以小信号工作，因此动态范围大。这类混频器的缺点是噪声系数往往较大，工作频率不高，最高一般为几十兆赫兹，常常用于接收机的第二混频器。基于之前描述的理想条件下的模拟乘法器建模以及混频器的关键性能参数，可以建立混频器在非理想条件下的VHDL-AMS模型为：通过基于输入的器件参数与混频器输出之间的变化关系进行一系列计算，就能够在考虑到混频器关键器件参数的情况下得到仿真结果。如图10示出了非理想条件下的仿真结果。由图10中可以看出参考信号是低通滤波后的信号频率的9.9倍，而高通滤波后的输出信号是输入参考信号的2.2倍。参考信号频率为1M，本振信号频率为1.1M，低通滤波后的输出信号频率是100k，高通滤波后输出的信号频率是2.1M，仿真结果跟理论计算的结果基本相同。由于是在非理想条件下模拟仿真实现的，所以输出波形与理想条件下其模拟仿真的输出结果相比较，高通滤波后的波形无明显变化，但是低通滤波后的波形不如以前平滑，其输出波形有起伏现象，波纹影响明显。由此可以得出混频器的输出波形受到了其他条件的影响。根据本发明的实施例，还提供了一种混频器的仿真装置。如图11所示，根据本发明实施例的混频器的仿真装置包括：接收模块1101，用于接收用户输入的器件参数；调用模块1102，用于调用预先配置的混频器的多种器件参数与混频器的输出结果之间的相对变化关系；仿真模块1103，用于基于输入的器件参数以及调用的变化关系，对混频器进行仿真。在一个实施例中，接收模块1101还用于接收输入的环境参数；并且，根据本发明的仿真装置进一步包括：调整模块(未示出)，用于根据预先配置的环境参数与混频器的器件参数之间的相对变化关系，对用户输入的器件参数的参数值和未被用户输入的器件参数的默认值进行调整；并且，仿真模块1103用于基于调整后的结果进行仿真。并且，根据本发明的仿真装置可以进一步包括：配置模块(未示出)，用于预先配置环境参数与混频器的器件参数之间的相对变化关系，并以函数的方式表示该相对变化关系。此外，在可选的实施例中，上述混频器的模型可以基于VHDL-AMS建模，并且，可以建模的过程可以通过行为级建模的方式完成。可选地，上述环境参数可以包括以下至少之一：温度参数、气压参数、辐照参数、磁场参数。可选地，混频器的多种器件参数可以包括以下至少之一：噪声参数、变频增益、端口间隔离度、三阶交调点、1dB压缩点、本振功率、输入阻抗匹配、输出阻抗匹配、混频器的动态范围。根据本发明的实施例，还提供了一种混频器的建模方法，该建模方法基于VHDL-AMS、且以行为级建模的方式对混频器进行建模。具体地，根据本发明的混频器的建模方法包括：配置并保存混频器的多种器件参数与混频器的输出结果之间的相对变化关系；配置用于接收多种器件参数中部分或全部参数的接口。并且，该建模方法还可以包括：配置环境参数输入接口，并且配置环境参数与多种器件参数之间的相对变化关系。可选地，上述环境参数可以包括以下至少之一：温度参数、气压参数、辐照参数、磁场参数。可选地，混频器的多种器件参数可以包括以下至少之一：噪声参数、变频增益、端口间隔离度、三阶交调点、1dB压缩点、本振功率、输入阻抗匹配、输出阻抗匹配、混频器的动态范围。应当注意的是，这里所列举的参数仅仅用于说明，而并不用于限制本发明的保护范围。综上所述，借助于本发明的上述技术方案，通过根据混频器的器件参数对输出的影响来仿真混频器，能够使得混频器的仿真更加准确、客观；另外，通过接收环境参数并调整混频器的器件参数之后进行仿真，能够使得仿真结果与混频器实际所处的环境相关联，进一步有效提高仿真结果的客观性和可靠性。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。