信号混频方法以及混频器与流程

本申请涉及电子技术领域，更具体地，涉及一种信号混频方法及混频器。

背景技术：

混频器又称为变频器，是射频前端电路的重要模块，其被广泛用于收发器系统中。混频器实质上是用于实现信号的频谱搬移，也就是说，将信号从一个频率搬移到另一个频率。对于发射机而言，其需要将待混频信号从中低频频段搬移至射频频段，这个过程被称为上混频(或“上变频”)。对于接收机而言，其需要将待混频信号从射频频段搬移至中低频频段，这个过程被称为下混频(或“下变频”)。在实际应用中，混频器通常可以由乘法器来实现。

混频器通常基于本振信号来实现对待混频信号的变频操作。在直接转换接收机中，对于下变频操作，待混频信号的频率与本振信号的本振频率相同；对于上变频操作，混频器输出信号的频率与本振频率相同。本振信号通常是通过对压控振荡器(VCO)信号进行分频或者倍频得到的，而本振频率f_LO与VCO信号频率f_VCO存在倍频关系，即：f_LO/f_VCO＝N或者f_LO/f_VCO＝1/N。因此，待混频信号或混频信号与VCO信号频率存在同样的倍频关系。

然而，由于电子器件的非线性特性，在收发器工作过程中会不可避免地产生谐波。当待混频或混频信号的频率与VCO信号频率存在倍频关系或者近似倍频关系时，两者中频率较低者的谐波信号不可避免地会耦合到频率较高者中并对其产生干扰，即出现所谓的“VCO牵引”。VCO牵引会严重影响收发器的性能。当将放大器与VCO集成在一起时，这种情况将变得更加严重，甚至导致输出信号被严重破坏。

因此，有必要提供一种信号混频方法以解决上述问题。

技术实现要素：

本申请的一个目的在于提供一种信号混频方法和混频器，以减少混频信号中的谐波干扰。

在本申请的一个方面，提供了一种混频器，其包括：加权模块，其被配置为接收待混频信号，并且以多个加权增益对所述待混频信号进行加权，以生成多个加权信号和/或其反相信号；以及切换模块，其被配置为接收所述多个加权信号和/或其反相信号、以及2N个周期性切换控制信号中的至少一部分周期性切换控制信号；其中，每个周期性切换控制信号的周期均为2N*T_VCO且每个周期包括一个最大宽度为T_VCO的使能脉冲，并且其中所述2N个周期性切换控制信号的使能脉冲不相互重叠；在所接收的周期性切换控制信号的控制下，所述切换模块周期性地输出所述多个加权信号和/或其反相信号，从而得到混频信号，相比于所述待混频信号，所述混频信号的频率被搬移预定频率m/(2N*T_VCO)，其中0<m<N。

在一些实施例中，所述切换模块包括多个切换单元，其中，每个切换单元被配置为接收一对周期性切换控制信号，并且接收所述多个加权信号中的一个加权信号和/或其反相信号，所述切换单元响应于其所接收的一对周期性切换控制信号输出所述加权信号和/或其反相信号。

在一些实施例中，所述多个切换单元的数量至多为N个。

在一些实施例中，所述多个切换单元中的每个切换单元具有用于输出其所接收的加权信号和/或其反相信号的输出端，并且所述多个切换单元的输出端相互耦接。

在一些实施例中，所述切换模块包括多个切换单元，其中，每个切换单元被配置为接收一个周期性切换控制信号，并且接收所述多个加权信号中的一个加权信号，所述切换单元响应于其所接收的周期性切换控制信号输出所述加权信号或其反相信号。

在一些实施例中，所述多个切换单元的数量至多为2N个。

在一些实施例中，所述多个切换单元中的每个切换单元具有用于输出其所接收的加权信号和/或其反相信号的输出端，并且所述多个切换单元的输出端相互耦接。

在一些实施例中，所述多个加权增益选自加权系数集合或其子集，其中，所述加权系数集合是对函数和/或进行量化后的参数集合，其中i＝0,1,2,...,(2N-1)，A,B和θ均为预定实数。

在一些实施例中，所述混频信号由下述表达式表示：

$s_{\mathrm{OUT}}\left(t\right)=s_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\&CenterDot;\underset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{i=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{k}_{i}p(t-(i+2\mathrm{Nj})\&CenterDot;T_{\mathrm{VCO}})$

其中，s_IN(t)为待混频信号，s_OUT(t)为混频信号，k_i为加权系数，并且 $k_i=A\cos (2\mathrm{\&pi;m}\&CenterDot;\frac{i}{2N}+\mathrm{\&theta;})+B$或$k_i=A\sin (2\mathrm{\&pi;m}\&CenterDot;\frac{i}{2N}+\mathrm{\&theta;})+B,$p(t)表示脉冲函数，i＝0,1,2,...,(2N-1)。

在一些实施例中，所述2N个周期性切换控制信号由周期为T_VCO的本地振荡信号生成。

在一些实施例中，所述加权模块包括多个加权单元，其中每个加权单元以一加权增益对所述待混频信号进行加权。

在本申请的另一个方面，提供了一种混频器，其包括：切换模块，其被配置为接收待混频信号、以及2N个周期性切换控制信号中的至少一部分周期性切换控制信号，其中，每个周期性切换控制信号的周期均为2N*T_VCO且每个周期包括一个最大宽度为T_VCO的使能脉冲，并且其中所述2N个周期性切换控制信号的使能脉冲不相互重叠；在所接收的周期性切换控制信号的控制下，所述切换模块周期性地输出所述待混频信号和/或其反相信号；以及加权模块，其被配置为接收所述待混频信号和/或其反相信号，并且以多个加权增益对所述待混频信号和/或其反相信号进行加权处理，从而得到混频信号，相比于所述待混频信号，所述混频信号的频率被搬移预定频率m/(2N*T_VCO)，其中0<m<N。

在本申请的另一个方面，提供了一种信号混频方法，其包括：接收待混频信号；以多个加权增益对所述待混频信号进行加权处理，以生成多个加权信号和/或其反相信号；以预定周期2N*T_VCO对被所述多个加权信号进行采样，其中，每个周期包括至多2N个最大宽度为T_VCO的采样脉冲，所述至多2N个采样脉冲不相互重叠，并且每个采样脉冲用于对所述多个加权信号中的一个加权信号和/或其反相信号进行采样；对所采样的加权信号和/或其反相信号进行求和，以得到混频信号，相比于所述待混频信号，所述混频信号的频率被搬移预定频率m/(2N*T_VCO)，其中0<m<N。

在本申请的另一个方面，提供了一种信号混频方法，其包括：接收待混频信号；以预定周期2N*T_VCO对被所述待混频信号进行采样，其中，每个周期包括至多2N个最大宽度为T_VCO的采样脉冲，所述至多2N个采样脉冲不相互重叠，并且每个采样脉冲用于对所述待混频信号和/或其反相信号进行采样，以生成至多2N个采样信号；以多个加权增益对所 述至多2N个采样信号进行加权处理，以生成至多2N个加权信号和/或其反相信号；对所述加权信号和/或其反相信号进行求和，以得到混频信号，相比于所述待混频信号，所述混频信号的频率被搬移预定频率m/(2N*T_VCO)，其中0<m<N。

以上为本申请的概述，可能有简化、概括和省略细节的情况，因此本领域的技术人员应该认识到，该部分仅是示例说明性的，而不旨在以任何方式限定本申请范围。本概述部分既非旨在确定所要求保护主题的关键特征或必要特征，也非旨在用作为确定所要求保护主题的范围的辅助手段。

附图说明

通过下面说明书和所附的权利要求书并与附图结合，将会更加充分地清楚理解本申请内容的上述和其他特征。可以理解，这些附图仅描绘了本申请内容的若干实施方式，因此不应认为是对本申请内容范围的限定。通过采用附图，本申请内容将会得到更加明确和详细地说明。

图1示出了根据本申请一个实施例的混频器100的示意图；

图2示出了根据本申请一个实施例的混频器200的示意图；

图3示出了根据本申请一个实施例的切换控制信号的示意图；

图4示出了根据本申请一个实施例的用于产生切换控制信号的电路；

图5示出了m＝5,N＝8，T_VCO＝1/16μs，T_P＝T_VCO时，由加权系数k_i与时间的关系所确定的加权信号波形；

图6示出了根据本申请一个实施例的混频器300的示意图；

图7示出了根据本申请一个实施例的混频器400的示意图；

图8示出了混频器200和混频器400的加权单元的一种电路实现形式；

图9示出了混频器200和混频器400的切换单元的一种电路实现形式；

图10示出了根据本申请一个实施例的信号混频方法1000；

图11示出了根据本申请一个实施例的信号混频方法1100。

具体实施方式

在下面的详细描述中，参考了构成其一部分的附图。在附图中，类似的符号通常表示类似的组成部分，除非上下文另有说明。详细描述、附图和权利要求书中描述的说明性实施方式并非旨在限定。在不偏离本申请的主题的精神或范围的情况下，可以采用其他实施方式，并且可以做出其他变化。可以理解，可以对本申请中一般性描述的、在附图中图解说明的本申请内容的各个方面进行多种不同构成的配置、替换、组合，设计，而所有这些都明确地构成本申请内容的一部分。

本申请的发明人发现，如果在信号混频处理中待混频信号或混频信号(即经混频处理后得到的信号)的频率与压控振荡器(VCO)信号频率存在倍频关系或者近似倍频关系，这两者中频率较低者的谐波信号很容易地会耦合到频率较高者中并对其产生干扰。然而，如果在信号混频处理时可以将待混频信号或混频信号的频率变化(也即频率搬移)设置为与VCO信号的频率成非整数倍关系，也即分数倍数关系，那么待混频信号或混频信号中频率较低者的谐波与频率较高者基本不会发生重叠，因而信号可以具有较小的谐波干扰。在本申请的下述实施例中，发明人提供了一些混频器和信号混频处理的技术方案，以实现上述发明构思。

图1示出了根据本申请一个实施例的混频器100。该混频器100被用于接收待混频信号S_in，并且对其进行频谱搬移，从而生成混频信号S_out。其中，混频信号S_out与待混频信号S_in的频率差即为被混频器100搬移的频率。

如图1所示，混频器100包括加权模块110和切换模块120。

具体地，加权模块110接收待混频信号S_in，并且以多个加权增益K_i对待混频信号S_in进行加权，以生成多个加权信号和/或其反相信号。在一些实施例中，加权模块110包括多个加权单元，其中每个加权单元以一加权增益K_i对待混频信号S_in进行加权处理。不同的加权单元可以具有不同的加权增益。可选地，不同的加权单元也可以具有相同的加权增益。在实际应用中，加权单元可以是放大器，例如跨导放大器、跨阻放大器等，其可以以预定放大增益对输入到混频器100的待混频信号S_in进行放大，从而实现待混频信号的加权处理。在一些实施例中，加权模块110可以输出加权信号；在另一些实施例中，加权模块110也可以在加权处理的同时或之后，对信号进行反相，从而输出加权信号的反相信号，或者同时输出加权信号及其反相信号。

切换模块120接收加权模块110生成的多个加权信号和/或其反相信号。此外，切换模块120还接收多个周期性切换控制信号S_ctrl。这些周期性切换控制信号S_ctrl选自2N个周期性切换控制信号，其中N为正整数。例如，2N个周期性切换控制信号中的至少一部分信号被提供给切换模块120，以用于控制切换模块120信号路径的导通或关断，从而使得切换模块120选择性地允许其所接收的多个加权信号和/或其反相信号通过。周期性切换控制信号实质上是通过禁止或允许加权信号和/或其反相信号通过来对加权信号和/或其反相信号进行采样。具体地，每个周期性切换控制信号S_ctrl的周期均为2N*T_VCO，并且每个周期包括一个最大宽度为T_VCO的使能脉冲。在一些实施例中，可以利用多位移位寄存器来处理VCO信号，从而得到具有相邻使能脉冲的2N个周期性切换控制信号。其中，VCO信号的频率为f_VCO，其等于1/T_VCO。

切换模块120可以包括多个切换单元。在一些实施例中，每个切换单元接收一对周期性切换控制信号S_ctrl，并且接收一个加权信号或其反相信号，或者接收一个加权信号及其反相信号。在一些实施例中，加权信号可以被复用，也即一个加权信号和/或其反相信号可以被提供给一个或多个切换单元。此外，切换模块120包含的切换单元的数量与周期性切换控制信号S_ctrl的对数相同。在其所接收的周期性切换控制信号S_ctrl的控制下，每个切换单元周期性地输出加权信号和/或其反相信号。在这种情况下，切换模块120最多包括N个切换单元。在另一些实施例中，每个切换单元接收一个周期性切换控制信号，并且接收一个加权信号或其反相信号。在这种情况下，切换模块120最多包含2N个切换单元。

在一些实施例中，2N个周期性切换控制信号的使能脉冲不相互重叠，因此作为2N个周期性切换控制信号中的至少一部分，切换模块120接收的多个周期性切换控制信号S_ctrl所包含的使能脉冲也不相互重叠。这样，切换模块120中的多个切换单元不会同时输出信号，也即在同一时刻仅允许多个加权信号和/或其反相信号中的一个加权信号和/或其反相信号通过。

在一些实施例中，加权模块110的多个加权增益选自加权系数集合或其子集，其中，加权系数集合是对函数和/或进行量化后的参数集合，其中i＝0,1,2,...,(2N-1)，A、B和θ均为预定实数，其具体值可以根据量化处理的不同来相应地进行选取和确定。

相应地，混频信号S_out与待混频信号S_in的关系可以用表达式(1)表示：

$s_{\mathrm{OUT}}\left(t\right)=s_{\mathrm{IN}}\left(t\right)\&CenterDot;\underset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{i=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{k}_{i}p(t-(i+2\mathrm{Nj})\&CenterDot;T_{\mathrm{VCO}})---\left(1\right)$

其中，s_IN(t)为待混频信号，s_OUT(t)为混频信号，k_i为加权系数，p(t)表示脉冲函数，i＝0,1,2,...,(2N-1)。脉冲函数p(t)在时间区间[0,T_p)内为非0值，在其他时间区间等于0。其中，T_p表示p(t)的脉冲宽度，且0<T_p≤T_VCO。p(t)与被接收的周期性切换控制信号S_ctrl的使能脉冲对应。其中，j是整数，其表示周期性切换控制信号以2N*T_VCO的周期重复。在一个完整周期2N*T_VCO期间，加权信号的总和实质上构成了对待混频信号频率搬移信号的模拟或近似。在2N个周期性切换控制信号具有不相互重叠且宽度相同的使能脉冲的情况下，混频信号在每个使能脉冲期间的采样值与对应加权信号的值相同，因而可以用表达式 和/或来计算确定对应的加权增益。可以理解，当不同周期性切换控制信号的使能脉冲宽度不同时，这意味着对不同加权信号的采样时间不同。在此情况下，可以根据不同使能脉冲的具体宽度以及和/或来共同计算确定对应的加权增益。在下文中，均以2N个周期性切换控制信号具有不相互重叠且宽度相同的使能脉冲的情况进行说明，但是这不作为对本发明的限制。本领域技术人员可以根据实际应用的需要来对加权增益、使能脉冲进行调整和确定。

在一些例子中，多个加权系数k_i可以由表达式(2)表示：

$k_i=Q\{A\&CenterDot;\cos (2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;m\&CenterDot;\frac{i}{2N}+\mathrm{\&theta;})+B\}---\left(2\right)$

其中，m为预设正整数，θ为初始相位，其取值范围为0到2π之间，可以根据需要选取；A为信号幅度，用于得到合理精度的加权系数；B为直流调整参数。在采用单平衡电路实现混频器100时，通过适当地选择B的值，可以将多个加权系数k_i调整为非负值；而在采用双平衡电路实现混频器100时，通常将参数B设为0。

为了便于实现，通常将加权系数k_i取为整数。这时，需要选择合适的幅度A。算符Q{·}表示量化操作，具体为对括号中的数值进行量化运算，量化运算用于将余弦值转化为便于实现的数值。

根据具体实现的需要，公式(2)中的参数A、B和量化操作Q{·}可以被进行选择，以实现复杂度和性能之间进行平衡。例如，量化运算Q{·}可以为取整运算。取整运算具体可以包括向下取整(即取整后的值为不大于取整前的值的最大整数)，向上取整(即取整后的值为不小于取整前的值的最小整数)，最接近整数(即取整后的值为最接近取整前的值的整数)，也可以是其他的根据实际需要自定义的取整方法(比如，为了减少硬件复杂度，使取整后的值等于与取整前的值最接近的若干个2的整数次幂之和)，等等。在一些例子中，量化运算也可以是不是取整运算，而是便于实现的小数，等等。当加权系数为整数的情况下，幅度A的值不能取得过小，否则会导致加权系数量化精度不够，带来较大的误差。通常而言，幅度A的值越大，量化精度越高。但是，加权系数越大，意味着信号的放大倍数越高，因此对加权模块的性能要求也就越高。因此，通常需要在量化精度和实现复杂度之间做出权衡，选择合适的幅度A的值。对于初始相位θ而言，理论上可以选取为0到2π之间的任何值，但为了减少加权单元的数量，降低实现复杂度，可以选取合适的初始相位θ，以得到尽可能多的值为“0”的加权系数，或者使得尽可能多的加权系数的值或绝对值相同。

经切换模块120选择性通过后的加权信号和/或其反相信号的总和构成了混频信号S_out。在实际应用中，可以提供一求和模块来讲切换模块120各个切换单元输出端输出的信号进行求和，从而得到混频信号S_out。例如，可以将多个加权单元的对应输出端相互连接(单端输出端相互连接；差动输出端则是正相输出端相互连接，负相输出端相互连接)。

相比于待混频信号S_in，混频信号S_out为待混频信号S_in频率搬移预定频率m/(2N*T_VCO)的结果，其中0<m<N。其中，N和m可以根据实际需要的分数倍数频率来进行设置。例如，当需要将混频信号S_out与待混频信号S_in的频率差设置为5/(8T_VCO)时，N被设置为4，而m则被设置为5。

当混频器100被用于上混频时，混频器100的输入信号通常为低频信号，因此其所输出的混频信号S_out的频率大体上等于混频器100的搬移频率f_VCO*m/2N。仍以N＝4，m＝5为例，此时混频信号S_out的频率等于f_VCO*5/8。因此，混频信号的高频谐波与VCO信号不会发生重叠，也即基本上不会发生VCO牵引，这大大提高了混频器100输出信号的质量。类似地，当混频器100被用于下混频时，同样可以避免VCO牵引现象的出现。

正如前述，在实际应用中，根据搬移频率f_VCO*m/2N中参数m和N具体值的不同，以及具体选择的不同电路实现，混频器100中加权模块110和切换模块120之间的连接关 系以及信号输入可能会有所区别。在下文中，将结合具体的电路示例，对本申请的混频器的结构和运行进行进一步的说明。

图2示出了根据本申请一个实施例的双平衡混频器200的示意图。该双平衡混频器用于接收差分形式的待混频信号S_in，并对该信号进行频谱搬移，产生差分形式的混频信号S_out。

如图2所示，混频器200包括加权模块210和切换模块220。

具体地，加权模块210包括多个加权单元210i，其中每个加权单元210i均包含一对差分输入端，用于接收差分形式的待混频信号S_in。每个加权单元210i以一加权增益对待混频信号S_in进行加权，并在其差分输出端输出加权后的信号。本领域技术人员可以理解，当待混频信号S_in为单端信号时，可以使用单端到双端信号转换器来将单端形式的待混频信号S_in转换为差分形式，之后再通过加权模块210进行加权处理及后续信号处理。此外，在混频器200的输出端，亦可以通过双端到单端信号转换器，将差分信号再转换为单端信号。

正如前述，加权模块210中包含的加权单元210i的数量以及加权增益的选取取决于混频器200搬移频率f_VCO*m/2N的值。各个加权单元210i的加权增益选自加权系数集合或其子集，其中，加权系数集合是对函数或进行量化后的参数集合，其中i＝0,1,2,...,(2N-1)，A,B和θ均为预定实数。

表1示出了选取N＝8时，不同m值的情况下计算得到的加权系数，其中参数B和θ均被设置为0。此外，考虑到量化精度以及电路实现难易程度，A取为28，并采用“最接近整数”的方式进行取整，由此得到相应的整数值加权系数。其中，表1中的“同相”表示根据函数计算的结果，“正交”表示根据函数计算的结果。

表1

参考表1，以m＝5为例，一组加权系数k_i共包括16个值，也即{k_i}＝{28,-11,-20,26,0,26,20,11,-28,11,20,-26,0,26,-20,-11}，其中i＝0,1,2,...,(2N-1)。可以看出，这组加权系数k_i对应的绝对值包括5个值，也即0，11，20，26和28。其中，加权系数为0说明信号不需要被后续的切换模块220通过，因此从实际电路实现来说，加权模块210仅需要包括4个加权单元210i即可，这4个加权单元210i的加权增益分别为11，20，26和28。对于负值的加权系数，可以通过将加权单元210i输出的加权信号反相即可，而无需提供额外的加权单元。可以理解，在采用差分信号的电路结构中，加权信号的反相处理也可以由切换模块来执行。

仍以m＝5对应的上述加权系数为例，由于加权增益11对应于表1中的多个值，也即k₁、k₇、k₉和k₁₅，因此，在实际电路中，加权增益为11的加权单元输出的加权信号可以被复用。关于加权信号的复用以及其如何与加权模块220连接，将在下文中详细说明。本领域技术人员可以理解，在实际电路中，也可以不复用加权单元和加权信号，也即每个非零值的加权系数均提供一个具有相应加权增益的加权单元，以输出对应的加权信号。

图2所示的混频器200可用于对实信号形式的待混频信号S_in进行混频处理，此时加权系数集合可以选自对函数进行量化后的参数集合(对应于表1中的“同相”参数集合)，也可以选自对函数进行量化后的参数集合(对应于表1中的“正交”参数集合)。本领域技术人员可以理解，当待混频信号S_in为复信号时， 可以针对复信号的同相支路和正交支路，分别应用图2所示的混频器200，以进行混频处理。在这种情况下，同相支路各加权单元的加权增益选自对函数进行量化后的参数集合，正交支路各加权单元的加权增益选自对函数进行量化后的参数集合。

仍参考图2，切换模块220包括多个切换单元220i，其中每个切换单元220i接收一对周期性切换控制信号，并接收一个加权信号或其反相信号。

具体地，各个切换单元220i接收的切换控制信号选自2N个周期性切换控制信号，且各个切换单元220i接收的切换控制信号互不相同，同一切换单元220i接收的一对周期性切换控制信号也互不相同。每个周期性切换控制信号的周期均为2N*T_VCO，并且每个周期包括一个宽度为Tp的使能脉冲，Tp可以为大于0且不超过T_VCO的任何值。

图3示出了根据本申请的实施例的一种切换控制信号的波形示意图。

如图3所示，2N个切换控制信号(LO<0>,LO<1>,…,LO<2N-1>)的使能脉冲在时间上不相互重叠，切换控制信号LO_i+1可以通过对切换控制信号LO_i延迟T_VCO时间后得到，在一个周期内，各个周期性切换控制信号的使能脉冲对应的使能期间分别为t₀,t₁,…,t_2N-1。图3所示的切换控制信号的使能脉冲为方波，但是这不应被理解为是对本发明的限制，本领域技术人员可以理解，使能脉冲亦可以为除了方波以外的其他波形，只要其可以控制切换单元输出其接收的加权信号和/或加权信号的反相信号且各个切换单元不同时输出信号即可。在周期性切换控制信号的控制下，切换单元220i实质上作用为一个采样电路。在一个周期性切换控制信号的使能期间，切换单元220i所接收的加权信号和/或其反相信号被采样。

当Tp＝Tvco时，图3所示切换控制信号可以采用图4所示的电路来产生。

正如前述，根据加权系数具体计算的结果，加权模块210输出的一个或多个加权信号可能会被复用，或者具体而言，一个加权信号可能会被提供给多个切换单元。因此，加权单元的加权增益和接收该加权单元输出的加权信号的切换单元所接收的切换控制信号存在对应关系，该对应关系可以根据表达式(1)确定。表达式(1)中的加权系数k_i反映了在使能期间t_i，待混频信号S_in经过特定加权单元和特定切换单元处理后，该切换单元输出的信号相对于该加权单元输入信号的幅度和相位变化情况。

上述对待混频信号S_in的幅度加权由加权模块210完成，对加权信号的选通和反相由切换模块220完成。其中，切换模块220的每个切换单元220i包括同相切换控制信号输入端和反相切换控制信号输入端，其中，从同相切换控制信号输入端接收的周期性切换控制信号控制切换单元输出其接收的加权信号，从反相切换控制信号输入端接收的周期性切换控制信号控制切换单元输出其接收的加权信号的反相信号。

下面以m＝5,N＝8为例，说明图2所示的混频器200的实现方式，并以图3所示的切换控制信号为例，说明混频器200在一个切换控制信号周期内的工作过程。本领域技术人员容易根据该实施例，得到其他m和N值的情形。

当m＝5,N＝8时，加权模块210的各个加权单元210i的多个加权增益可以选自表1中m＝5对应的同相或正交参数，例如选自同相参数。此时，由于存在14个非零加权系数(其中的部分加权系数互为相反数)，因此至少需要7个切换单元220i。此外，由于同相的加权系数中只有4个绝对值不同的非零参数，即28,11,20和26，因此，加权模块210中至少包含4个加权单元以提供对应的加权增益。

在使能期间t₀，接收切换控制信号LO<0>的切换单元接收到的加权信号为S_w(t)＝|k₀|S_in(t)＝28S_in(t)，由于切换控制信号LO<0>从该切换单元的同相切换控制信号输入端接收，因此，在LO<0>使能脉冲的控制下，混频器200的输出信号为S_out(t)＝S_w(t)＝28S_in(t)，其他切换单元截止。在期间t₁，接收切换控制信号LO<1>的切换单元接收到的加权信号为S_w(t)＝|k₁|S_in(t)＝11S_in(t)，由于切换控制信号LO<1>从该切换单元的反相切换控制信号输入端接收，因此，在LO<1>使能脉冲的控制下，输出信号为S_out(t)＝-S_w(t)＝k₁S_in(t)＝-11S_in(t)。类似地，在使能期间t₂，接收切换控制信号LO<2>的切换单元接收到的加权信号为S_w(t)＝|k₂|S_in(t)＝20S_in(t)，输出信号为S_out(t)＝-S_w(t)＝k₂S_in(t)＝-20S_in(t)。以此类推。

图5示出了m＝5,N＝8，T_VCO＝1/16μs，T_p＝T_VCO时，由加权系数k_i与时间的关系所确定的加权信号波形其中，脉冲函数p(t)在时间区间[0,T_vco)内等于1，在其他时间区间等于0。混频信号S_out(t)实质上为待混频信号S_in(t)与加权信号波形S_p(t)相乘的结果，即S_out(t)＝S_in(t)*S_p(t)。

各个切换单元220i输出信号的总和即构成了混频器200的混频信号S_out。在图2所示的实施例中，混频器200还包括跨阻放大器230。跨阻放大器230耦接于切换模块的输出端，用于实现电流-电压转换，其具体对应于加权单元所采用的跨导放大器结构。具体地， 跨阻放大器230将切换单元输出的电流形式的混频信号转换为电压形式，从而供后续信号处理电路处理使用。

经过上述处理后，混频器200输出混频信号S_out，其中包含了将待混频信号频谱S_in搬移m/(2N*T_VCO)＝5/(16*T_VCO)之后的频谱，即对待混频信号S_in进行分数混频的结果。

需要说明的是，在图2所示的实施例中，加权信号被切换模块220进行相位反相。但是可以理解，待混频信号S_in的幅度加权和相位反相也可以均由加权模块完成，对加权信号的选通由切换模块完成，此时切换模块中的各切换单元不需要输出其接收的加权信号的反相信号。

图6示出了根据本申请一个实施例的单平衡混频器300的示意图。

如图6所示，该混频器300包括加权模块310和切换模块320。与图2所示的混频器200相比，混频器300的切换模块320中的每个切换单元320i仅接收一个切换控制信号。加权模块310完成对待混频信号的加权，或者可选地还对加权信号进行反相处理，每个切换单元320i在其接收的切换控制信号的控制下，输出其接收到的加权信号。

在一些实施方式中，为了避免对加权信号的反相处理，可以通过选择参数B，使得根据公式(2)得到加权系数k_i均为非负值。这可以通过选取B≥A来得到，为简单起见，一般可选取B＝A。表1示出了选取A＝28，B＝28，θ＝0，并采用取整的方式进行量化，针对不同的m，计算出的量化后的参数。其中，表2中的“同相”表示根据函数 计算的结果，“正交”表示根据函数计算的结果。表2中的加权系数可以通过对表1中相应的加权系数加上B＝28得到。可以理解，采用这种加权系数的选取方式避免了对信号进行反相处理，但其输出的混频信号S_out(t)中含有待混频信号S_in(t)分量。由于待混频信号S_in(t)和期望的混频信号通常处于不同的频带，因此可以用滤波器对混频信号S_out(t)进行滤波，以将期望的混频信号从混频信号S_out(t)中分离出来。

表2

图7示出了根据本申请一个实施例的混频器400的示意图。

如图7所示，不同于图2和图5所示的实信号混频器，图7所示的混频器400是复信号混频器。具体地，混频器400包括第一切换模块410和第二切换模块420，其分别对应于表1所示的同相加权系数和正交加权系数。此外，混频器400还包括加权模块430来对信号进行加权处理。

具体地，第一切换模块410包括多个切换单元410i，每个切换单元410i包括一对差分输入端和一对差分输出端，各个切换单元410i的相应的差分输入端相互耦接，用于接收差分形式的待混频信号S_in(t)的同相分量S_in_I(t)。每个切换单元410i包括同相切换控制信号输入端和反相切换控制信号输入端，其中，从同相切换控制信号输入端接收的周期性切换控制信号控制切换单元在其差分输出端输出其接收的待混频信号S_in(t)的同相分量S_in_I(t)，从反相切换控制信号输入端接收的周期性切换控制信号控制切换单元在其差分输出端输出其接收的待混频信号S_in(t)的同相分量S_in_I(t)的反相信号。

与第一切换模块410类似，第二切换模块420包括多个切换单元420i。不同于第一切换模块410，第二切换模块420用于接收待混频信号S_in(t)的正交分量S_in_Q(t)，其各个切换单元420i在周期性切换控制信号的控制下，输出待混频信号Sin(t)的正交分量S_in_Q(t)或者其反相信号。

加权模块430包括多个加权单元430i，每个加权单元430i以一加权增益对切换单元输出的待混频信号或其反相信号进行加权，并在其差分输出端输出加权后的信号。

与混频器200类似，加权模块的各个加权单元的加权增益选自对函数 和/或进行量化后的参数集合，其中i＝0,1,2,...,(2N-1)，A,B和θ均为预定实数。类似地，加权单元的加权增益和产生该加权单元接收的待混频信号或其反相的切换单元所接收的切换控制信号存在对应关系，该对应关系可以根据表达式(1)和(2)确定，在此不再赘述。

当θ＝0，B＝0时，对函数进行量化和对函数 进行量化得到的参数集合是相同的。如果第一切换模块410中的某个切换单元产生的输出信号与第二切换模块420中的某个切换单元输出的信号需要进行相同的加权，如果这两个切换单元不同时输出信号，则它们的输出端可以耦接在一起，使用同一个加权单元对它们输出的信号进行加权。但是，如果这两个切换单元可能同时输出信号，即使它们输出的信号需要进行相同的加权，它们的输出端也不能耦接在一起共用一个加权单元。

如图7所示，对于加权增益为28的加权单元4300，其接收的信号分别来自第一切换模块410的一个切换单元4100和来自第二切换模块420的另一个切换单元4200，其中，切换单元4100接收的切换控制信号为LO<0>和LO<8>，切换单元4200接收的切换控制信号为LO<12>和LO<4>，由于这两个切换单元接收的控制信号不相同，因此它们不会同时输出信号，因此它们的输出端可以耦接在一起，并耦接到加权单元4300的输入端。

而对于加权增益为20的情形，由于第一切换模块410的切换单元4101和4102的输出端耦接在一起，第二切换模块420的切换单元4201和4202的输出端耦接在一起。虽然这些切换模块输出的信号所对应的加权系数均为20，但由于切换单元4101和4102与切换单元4201和4202接收相同的切换控制信号LO<6>,LO<2>,LO<10>,LO<14>，因此，在某个切换信号的使能脉冲期间，同时会有两个切换单元被同时输出信号。例如，在切换控制信号LO<6>的使能脉冲期间，切换单元4101和切换单元4202同时输出信号，因此它们的输出端不能耦接在一起，此时，采用了加权系数相同的两个加权单元4301和4302，分别对切换单元输出的信号进行加权。

混频器400还可以包括负载模块440。负载模块440包括多个晶体管对，每个晶体管对耦接于切换单元的差分输出端。负载模块440的输出端连接有并联的LC谐振电路450， 其将混晶体管对输出的电流信号转换为电压信号，从而使得混频器400输出的混频信号为电压形式。另外，LC谐振电路450的谐振频率可以被配置为位于期望的频率附近，以使混频信号在期望频率处的增益最大。

图8示出了混频器200和混频器400的加权单元的一种电路实现形式。

如图8所示，该加权单元包括两对MOS晶体管M₁₁和M₁₂，M₁₃和M₁₄，其输入端为差分输入端WIN+和WIN-，其输出端为差分输出端WOUT+和WOUT-。其中，M₁₁和M₁₄为PMOS晶体管，M₁₂和M₁₃为NMOS晶体管，M₁₁栅极与M₁₂的栅极耦接，作为该加权单元的同相差分输入端WIN+，M₁₃栅极与M₁₄栅极耦接，作为该加权单元的反相差分输入端WIN-，同相差分输入端WIN+和反相差分输入端WIN-用于接收输入信号；M₁₁源极和M₁₄源极耦接高电平，M₁₂源极和M₁₃源极耦接低电平；M₁₁漏极与M₁₂漏极耦接，作为该加权单元的同相差分输出端WOUT+，M₁₃漏极与M₁₃漏极耦接，作为该加权单元的反相差分输出端WOUT-，同相差分输出端WOUT+和反相差分输出端WOUT-用于输出加权信号。

图9示出了混频器200和混频器400的切换单元的一种电路实现形式。

如图9所示，切换单元包括由MOS晶体管M₂₁、M₂₂构成的第一差动对和由MOS晶体管M₂₃、M₂₄构成的第二差动对。切换单元的输入端为一对差分信号输入端，即同相差分信号输入端S_in+和反相差分信号输入端S_in-；其输出端为一对差分信号输出端，即同相差分信号输出端S_out+和反相差分信号输出端S_out-。切换单元的切换控制信号输入端包括同相切换控制信号输入端LO+和反相切换控制信号输入端LO-。M₂₁、M₂₂的源极相连并耦合到同相差分信号输入端S_in+，M₂₃、M₂₄的源极相连并耦合到反相差分信号输入端IN-。M₂₁、M₂₃的漏极相互耦接并耦接到同相差分信号输出端S_out+，M₂₂、M₂₄的漏极相互耦接并耦接到反相差分信号输出端Sout-。M₂₁、M₂₄的栅极相互耦接并耦接到同相切换控制信号输入端LO+，M₂₂、M₂₃的栅极相互耦接并耦接到反相切换控制信号输入端LO-。该双平衡混频器的一对差分信号输入端(S_in+,S_in-)对应于切换模块的一对差分信号输入端口，一对切换控制信号输入端(LO+,LO-)对应于切换单元的一对切换控制信号输入端口。

在同相切换控制信号输入端(LO+)输入的切换控制信号的使能脉冲期间，切换单元输出端输出其接收的加权信号；在反相切换控制信号输入端(LO-)输入的切换控制信号的使能脉冲期间，切换单元输出端输出其接收的加权信号的反相；当同相切换控制信号输入端 (LO+)和反相脉冲使能输入端(LO-)输入的切换控制信号均为非脉冲期间时，切换单元输出端为高阻状态，即不输出信号。

图10示出了根据本申请一个实施例的信号混频方法1000。在实际应用中，该信号混频方法1000可以由例如图1、图2和图6所示的电路来实施。

如图10所示，该信号混频方法1000包括：在步骤1001中，接收待混频信号；在步骤1002中，以多个加权增益对所述待混频信号进行加权处理，以生成多个加权信号和/或其反相信号；在步骤1003中，以预定周期2N*T_VCO对所述多个加权信号和/或其反相信号进行采样。其中，每个周期包括至多2N个最大宽度为T_VCO的采样脉冲，所述至多2N个采样脉冲不相互重叠，并且每个采样脉冲用于对所述多个加权信号中的一个加权信号和/或其反相信号进行采样；在步骤1004中，对所采样的加权信号和/或其反相信号进行求和，以得到混频信号。相比于所述待混频信号，所述混频信号的频率被搬移预定频率m/(2N*T_VCO)，其中0<m<N。

在一些实施例中，步骤1002中的多个加权增益选自加权系数集合或其子集，其中，所述加权系数集合是对函数和/或进行量化后的参数集合，其中i＝0,1,2,...,(2N-1)，A,B和θ均为预设实数。相应地，混频信号S_out与待混频信号S_in的关系可以用表达式(1)表示。

图11示出了根据本申请一个实施例的信号混频方法1100。在实际应用中，该信号混频方法1100由图7所示的电路来实施。

如图11所示，该信号混频方法1100包括：在步骤1101中，接收待混频信号；在步骤1102中，以预定周期2N*T_VCO对被所述待混频信号进行采样。其中，每个周期包括至多2N个最大宽度为T_VCO的采样脉冲，所述至多2N个采样脉冲不相互重叠，并且每个采样脉冲用于对所述待混频信号和/或其反相信号进行采样，以生成至多2N个采样信号；在步骤1103中，以多个加权增益对所述至多2N个采样信号进行加权处理，以生成至多2N个加权信号和/或其反相信号；在步骤1104中，对所述加权信号和/或其反相信号进行求和，以得到混频信号。相比于所述待混频信号，所述混频信号的频率被搬移预定频率m/(2N*T_VCO)，其中0<m<N。

在一些实施例中，步骤1103中的多个加权增益选自加权系数集合或其子集，其中，所述加权系数集合是对函数和/或进行量化后的参数集合，其中i＝0,1,2,...,(2N-1)，A,B和θ均为预设实数。相应地，混频信号S_out与待混频信号S_in的关系可以用表达式(1)表示。

那些本技术领域的一般技术人员可以通过研究说明书、公开的内容及附图和所附的权利要求书，理解和实施对披露的实施方式的其他改变。在权利要求中，措词“包括”不排除其他的元素和步骤，并且措辞“一”、“一个”不排除复数。在本申请的实际应用中，一个零件可能执行权利要求中所引用的多个技术特征的功能。权利要求中的任何附图标记不应理解为对范围的限制。