输出控制电路的制作方法

本发明涉及进行检波产生的反馈控制，生成高频输出信号(无线频率输出信号)的输出控制电路。

背景技术：

近年来，在高速传输的无线通信中，为了确保调制信号的频带，进行更高速的传输，无线通信设备使用更高的频带(例如，毫米波频带那样的60GHz以上的高频频带)，发送接收较高的频带的信号即高频信号。此外，在进行长距离的无线通信的情况下，为了稳定保持高速并且高质量的通信，发送机侧的发送特性和接收机侧的接收特性的各自中，被要求输出信号的电平保持为恒定。

例如，在高频信号的生成中产生了外部因素(例如，温度变动、电源变动)的情况下，高频信号的功率被要求控制为恒定。因此，以往，实施这样的调整方法：设置检测高频信号的功率的变动的检波电路，根据检波电路的检测结果，调整将高频信号放大的高频放大电路的增益。

此外，例如，在发送装置中，为了得到毫米波频带那样的较高的频带的高频信号，在使用了直接转换方式作为RF(Radio Frequency；射频)的结构的情况下，振荡电路生成毫米波频带的高频信号，将生成的高频信号输入到混频电路。在振荡电路直接生成毫米波频带的高频信号的情况下，因频率稳定度、频带内噪声等的影响，以往的振荡电路难以确保高频信号的特性。因此，使用将输入信号进行N倍频的N倍频电路来生成高频频带的载波信号。具体地说，振荡电路生成特性良好的较低的频带(基带)的信号，N倍频电路使由振荡电路生成的基带的信号增加为N倍的频带，生成高频频带的载波信号。

将输入的信号进行N倍频的N倍频电路有2个动作区域。2个动作区域的一个是输入信号的电平和输出信号的电平为线性的关系即线性区域，另一个是输出信号的电平相对于输入信号的电平为饱和状态即饱和区域。

例如，在使用振荡电路和2倍频电路，生成80GHz的频带的载波信号的情况下，向2倍频电路输入的信号的频率为40GHz。此外，即使在使用振荡电路和4倍频电路，生成80GHz的频带的载波信号的情况下，向4倍频电路输入的信号的频率也为20GHz。在向N倍频电路输入的信号是高频信号的情况下，N倍频电路的输入放大电路所使用的晶体管的增益特性不充分。因此，外部因素(例如，温度变动、电源变动)造成的增益特性的变动变大，有N倍频电路的动作区域为线性区域的情况。N倍频电路在线性区域动作的情况下，N倍频电路中被N倍频地输出的高频信号的电平的偏差是向N倍设定的N倍频电路输入的信号的电平的偏差的N倍，输出电平的偏差(变动)增大。

因此，被要求设置准确地检测从N倍频电路输出的高频信号的输出电平的变动的检波电路并进行反馈控制，以使高频信号的电平恒定。可是，在毫米波频带那样的高频频带中，用于校正检波电路的基准信号的发生源也在毫米波频带中动作，所以外部因素(例如，温度变动、电源变动)造成的基准信号的电平的偏差较大。而且，毫米波频带中动作的检波电路自身的增益特性、灵敏度特性的偏差较大，所以难以检测高频信号的输出电平的变动。

N倍频电路等的高频电路的动作状态(线性动作/饱和动作)的判定，能够基于输出电平变动(ΔPout)与恒定的输入电平变动(ΔPin)之比进行。例如，在期望在1dB增益抑制点的输入电平以上的区域(饱和动作区域)控制作为高频放大单元的N倍频电路的情况下，1dB增益抑制点(P1dB)的判定能够基于ΔPout/ΔPin≤N[dB]进行。这里，1dB增益抑制点是，在放大单元的增益特性为线性的情况下，对于理论输出电平，输出电平下降1dB的点。

但是，在因外部因素而在高频信号的输出电平上发生偏差的情况下，在输出信号的检波的结果即输出电平变动(ΔPout)中偏差也较大。在输出电平变动(ΔPout)为1[dB]以上的情况下，难以准确地进行上述中说明的那样的动作状态(线性动作/饱和动作)的判定。在未进行准确的判定，N倍频电路因温度变动等的外部因素而线性动作的情况下，由N倍频电路N倍频后的高频信号相对输入到N倍频电路的信号线性地放大。这种情况下，使高频放大电路的增益控制增大必要的增益控制范围，所以产生电路规模的增大及消耗电流的增加。

因此，被要求降低外部因素(例如，温度变动、电源变动)造成的高频信号的输出电平的偏差。例如，在专利文献1中，公开了具有图1所示的那 样的概略结构，控制高频信号的输出电平的控制电路100。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5206828号公报

技术实现要素：

可是，在图1所示的专利文献1记载的以往的控制电路100中，有因温度变动造成的、高频放大单元的增益特性和检波电路的灵敏度特性的每个电路的偏差较大的情况。这种情况下，使用由温度校正控制单元保持的同一温度校正数据时，每个电路的高频信号的电平的偏差变大。此外，即使初始校正时对每个控制电路获取温度校正数据，高频放大单元的增益特性却因老化而变化，高频信号的电平的偏差变大，所以被要求应对。

在为了得到高频信号而包含N倍频电路，在如毫米波频带那样外部因素(例如，温度变动、电源变动)造成的特性偏差较大的频带下动作的电路中，通过检波电路检测N倍频后的高频信号的结构，不能判定N倍频电路的动作区域(线性区域、饱和区域)，并在饱和动作区域中控制N倍频电路。当N倍频电路在线性区域中动作的情况下，输出信号电平的偏差是输入信号电平的偏差的N倍。由于高频放大电路的增益调整范围增大，所以产生电路规模的增大和消耗电流的增加。

因此，本发明的非限定性的实施例，提供在高频信号(无线频率信号)的信号电平因外部因素(例如，温度变动、电源变动)而变动的情况下，判定N倍频单元的动作状态(饱和动作/线性动作)，能够最佳地控制基频放大单元的增益和N倍频频率放大单元的增益的调整，以使N倍频单元的动作状态为饱和动作的输出控制电路。

本发明的输出控制电路包括：第1放大单元，放大从输入端子输入的基频信号；N倍频单元，将所述放大的基频信号进行N倍频，生成N倍频频率信号；第2放大单元，放大所述N倍频频率信号；输出端子，输出所述放大的N倍频频率信号；检波单元，将所述放大的基频信号和所述放大的N倍频频率信号进行检波，输出所述放大的基频信号的信号电平即第1检波信号及所述放大的N倍频频率信号的信号电平即第2检波信号；以及增益控制电路，基于所述第1检波信号，控制所述第1放大单元的增益，基于所述第2检波 信号，控制所述第2放大单元的增益，所述增益控制电路包括：增益切换控制单元，使所述第1放大单元的增益和所述第2放大单元的增益分别变动；以及比较单元，基于所述第1检波信号及所述第2检波信号，判定所述N倍频单元的动作状态是饱和动作或是线性动作，所述比较单元通过比较对由所述增益切换控制单元变动的所述第1放大单元的增益的变动量的所述第1检波信号的变动量和对所述第1放大单元的增益的变动量的所述第2检波信号的变动量，判定所述N倍频单元的所述动作状态，所述增益切换控制单元基于所述判定的动作状态，分别调整所述第1放大单元的增益和所述第2放大单元的增益。

本发明的输出控制电路，在高频信号(无线频率信号)的信号电平因外部因素(例如，温度变动、电源变动)而变动的情况下，判定N倍频单元的动作状态(饱和动作/线性动作)，能够最佳地控制基频放大单元的增益和N倍频频率放大单元的增益的调整，以使N倍频单元的动作状态为饱和动作。其结果，本发明的输出控制电路能够抑制增益调整量的控制范围的增大，将高频信号的信号电平保持为恒定，所以能够抑制放大电路的规模的增大、消耗电流的增大。

从说明书和附图中将清楚本发明的一方式中的更多的优点和效果。这些优点和/或效果可以由几个实施方式和说明书及附图所记载的特征来分别提供，不需要为了获得一个或一个以上的特征而提供全部特征。

附图说明

图1表示专利文献1中记载的以往的控制电路100的概略结构。

图2表示本发明的第1实施方式的输出控制电路1的电路结构。

图3A表示基频放大单元11和N倍频频率放大单元14的输入输出特性。

图3B表示N倍频单元13的输入输出特性。

图3C表示输出控制电路1的输入输出特性。

图4A表示输出控制电路1中的高频信号的信号电平的下降。

图4B表示对于图4A所示的信号电平的下降来调整N倍频频率放大单元14的增益的方法。

图4C表示对于图4A所示的信号电平的下降来调整基频放大单元的增益和N倍频频率放大单元的增益的方法。

图5表示本发明的第2实施方式的输出控制电路2的电路结构。

图6A表示基频放大单元11的相对温度变动的增益特性。

图6B表示N倍频频率放大单元14的相对温度变动的增益特性。

图6C表示在N倍频单元13的动作状态为线性动作的情况中的、输出控制电路2的相对温度变动的输出特性。

图6D表示在N倍频单元13的动作状态为饱和动作的情况中的、输出控制电路2的相对温度变动的输出特性。

图7表示本发明的第3实施方式的输出控制电路3的电路结构。

图8A表示在发生温度变动和电源变动情况中的、N倍频频率放大单元14的输入输出特性。

图8B表示在发生温度变动和电源变动的情况下的基频放大单元11的输入输出特性。

图9表示本发明的第4实施方式的输出控制电路4的电路结构。

图10A表示本发明的第4实施方式的分配电路22的结构的一例子。

图10B表示N倍频频率匹配电路221的匹配条件的史密斯图。

图10C表示基频匹配电路222的匹配条件的史密斯图。

图11A表示本发明的第5实施方式的发送装置300的主要部分结构的第1例子。

图11B表示本发明的第5实施方式的发送装置300的主要部分结构的第2例子。

图12表示本发明的第5实施方式的接收装置400的主要部分结构的一例子。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。再有，以下说明的各实施方式是一例子，本发明不限定于这些实施方式。

(第1实施方式)

图2表示第1实施方式的输出控制电路1的电路结构。输出控制电路1包括：基频放大单元(第1放大单元)11、第1分配单元12、N倍频单元13、N倍频频率放大单元(第2放大单元)14、第2分配单元15、切换单元16、检波单元17、增益控制电路18。增益控制电路18包括：检波电压比较单元 (比较单元)181、频率切换控制单元182、增益切换控制单元183。

基频放大单元11是能够可变地调整增益的可变放大器等。基频放大单元11放大由未图示的振荡电路生成的、从输入端子P_in输入的基频(fc)的信号，将放大的基频信号输出到第1分配单元12。基频放大单元11基于从增益切换控制单元183输出的控制信号，以预先设定的增益幅度切换增益。基频放大单元11放大基频信号，使基频信号的信号电平变动。

第1分配单元12是将输入的信号分配输出到多个系统的耦合器等。第1分配单元12与基频放大单元11的输出端连接，将从基频放大单元11输出的基频信号输出到N倍频单元13和切换单元16。

N倍频单元13将基频fc的信号的频带变换为频带N×fc。具体地说，N倍频单元13调整输出匹配，以从第1分配单元12输出的基频信号来输出N倍的高谐波频率分量，并将频率为N×fc的高频信号(无线频率信号)输出到N倍频频率放大单元14。

N倍频频率放大单元14是能够可变地调整增益的可变放大器等。N倍频频率放大单元14放大从N倍频单元13输出的高频信号，将放大的高频信号输出到第2分配单元15。此外，N倍频频率放大单元14基于从增益切换控制单元183输出的控制信号，切换增益。

第2分配单元15是将输入的信号分配输出到多个系统的耦合器等。第2分配单元15与N倍频频率放大单元14的输出端子P_out连接，将从N倍频频率放大单元14输出的高频信号输出到输出控制电路1的输出端子P_out和切换单元16。

切换单元16基于来自频率切换控制单元182的切换指示，选择从第1分配单元12输出的基频信号及从第2分配单元15输出的高频信号之中的一个，将选择的信号输出到检波单元17。切换指示是，由检波单元17检波的信号表示基频信号或高频信号的指示。切换单元16基于切换指示，变更动作频率的设定。

检波单元17基于来自频率切换控制单元182的切换指示，对从切换单元16输出的信号进行检波，将表示检波的结果的检波信号输出到检波电压比较单元181。检波单元17从频率切换控制单元182接受切换指示，根据从切换单元16输出的信号的频率，变更用于进行检波的动作频率的设定。然后，检波单元17进行信号的包络线检波，对表示包络线的值的电压(即，信号电平) 进行检波。

增益控制电路18接受基频信号的信号电平和高频信号的信号电平，变更基频放大单元11的增益调整的比例和N倍频频率放大单元14的增益调整的比例，进行反馈控制，以使从输出端子P_out输出的高频信号的信号电平为固定值。

检波电压比较单元181以固定的时间间隔探测从检波单元17输出的高频信号的信号电平。在检波电压比较单元181判定为高频信号的信号电平超过预先设定的控制容许范围的情况下，增益控制电路18开始将增益调整的比例变更的反馈控制。检波电压比较单元181将开始反馈控制的开始指示输出到增益切换控制单元183和频率切换控制单元182。

此外，在反馈控制时，检波电压比较单元181通过将相对基频放大单元11的增益变动量的基频信号的检波信号的变动量和相对基频放大单元11的增益变动量的高频信号(N倍频频率信号)的检波信号的变动量进行比较，判定N倍频单元13的动作状态是饱和动作或是线性动作。检波电压比较单元181将表示N倍频单元13的动作状态的判定结果输出到增益切换控制单元183。再有，有关表示检波电压比较单元181中的N倍频单元13的动作状态的判定方法，将后述。

频率切换控制单元182分别对于切换单元16及检波单元17进行将动作频率切换的切换控制。

增益切换控制单元183基于从检波电压比较单元181输出的开始指示，将表示以预先设定的增益幅度放大基频信号的控制信号输出到基频放大单元11。

此外，增益切换控制单元183基于表示N倍频单元13的动作状态的判定结果，调整基频放大单元11的增益和N倍频频率放大单元14的增益。再有，有关增益切换控制单元183中的增益调整的方法，将后述。

接着，说明增益控制电路18进行的N倍频单元13的动作状态的判定方法。

增益控制电路18分别对于切换单元16和检波单元17设定动作频率，以在通常动作时，检波单元17探测高频信号的信号电平。具体地说，增益控制电路18的频率切换控制单元182将表示由检波单元17检波的信号是高频信号的切换指示输出到切换单元16和检波单元17。切换单元16和检波单元17 基于切换指示，分别进行动作频率的设定，以使检波单元17探测高频信号的信号电平。

然后，增益控制电路18的检波电压比较单元181以固定时间间隔探测从检波单元17输出的高频信号的信号电平。在检波电压比较单元181判定为高频信号的信号电平超过预先设定的控制容许范围的情况下，增益控制电路18开始将增益调整的比例变更的反馈控制。

首先，检波电压比较单元181将开始反馈控制的开始指示输出到增益切换控制单元183和频率切换控制单元182。

增益切换控制单元183基于从检波电压比较单元181输出的开始指示，将表示以预先设定的增益幅度放大基频信号的控制信号输出到基频放大单元11。基频放大单元11基于从增益切换控制单元183输出的控制信号，以预先设定的增益幅度切换增益，放大基频信号，使基频信号的信号电平变动。

例如，作为预先设定的增益幅度，说明增益切换控制单元183将基频放大单元11的增益切换为第1增益及第2增益之中的其中一个的情况。首先，增益切换控制单元183将基频放大单元11的增益切换为第1增益的控制信号输出到基频放大单元11。

频率切换控制单元182基于从检波电压比较单元181输出的开始指示，将表示由检波单元17检波的信号是基频信号的切换指示输出到切换单元16和检波单元17。切换单元16和检波单元17分别基于切换指示，进行动作频率的设定，以便检波单元17探测基频信号的信号电平。然后，检波单元17对基频放大单元11以预先设定的第1增益放大的基频信号的信号电平进行检波，将表示检波结果的检波信号(第1增益的第1检波信号)输出到检波电压比较单元181。

检波电压比较单元181从检波单元17接受了基频信号的信号电平后，为了对相对于接受的相对基频信号的信号电平的高频信号的信号电平进行检波，向频率切换控制单元182输出指示。频率切换控制单元182将表示由检波单元17检波的信号是高频信号的切换指示输出到切换单元16和检波单元17。切换单元16和检波单元17基于切换指示，分别进行动作频率的设定，以使检波单元17探测高频信号的信号电平。然后，检波单元17对相对于以第1增益放大的基频信号的高频信号的信号电平进行检波，将表示检波的结果的检波信号(第1增益的第2检波信号)输出到检波电压比较单元181。

在接受了以第1增益放大的基频信号的信号电平的检波信号和相对以第1增益放大的基频信号的高频信号的信号电平的检波信号的情况下，检波电压比较单元181将进行以下一个增益、即第2增益下的检波的指示输出到增益切换控制单元183和频率切换控制单元182。增益切换控制单元183将使基频放大单元11的增益切换为第2增益的控制信号输出到基频放大单元11。

然后，频率切换控制单元182基于进行以从检波电压比较单元181输出的第2增益放大的基频信号的检波的指示，将表示由检波单元17检波的信号是以第2增益放大的基频信号的切换指示输出到切换单元16和检波单元17。切换单元16和检波单元17进行与上述的第1增益中的检波同样的第2增益中的检波。由此，检波电压比较单元181接受以第2增益放大的基频信号的信号电平的检波信号(第2增益的第1检波信号)和相对于以第2增益放大的基频信号的高频信号的信号电平的检波信号(第2增益的第2检波信号)。

如上述，检波电压比较单元181获取基频放大单元11的增益被切换为第1增益情况下的基频信号的信号电平和高频信号的信号电平、以及基频放大单元11的增益被切换为第2增益情况下的基频信号的信号电平和高频信号的信号电平。检波电压比较单元181基于这些信号电平，计算基频放大单元11将以预先设定的增益幅度切换了增益的情况下的、基频信号的信号电平(第1检波信号)之差(变动幅度)、以及高频信号的信号电平(第2检波信号)之差(变动幅度)。检波电压比较单元181通过比较这些信号电平之差(变动量)，判定N倍频单元13的动作状态是线性动作状态或是饱和动作状态。

接着，说明检波电压比较单元181中的、N倍频单元13的动作状态的判定方法的原理。

图3A表示基频放大单元11和N倍频频率放大单元14的输入输出特性。在图3A中，横轴表示至各个放大单元的输入信号的信号电平[dB]，纵轴表示来自各个放大单元的输出信号的信号电平[dB]。此外，在图3A中，fc表示基频放大单元11的输入输出特性，N×fc表示N倍频频率放大单元14的输入输出特性。

图3B表示N倍频单元13的输入输出特性。在图3B中，横轴表示至N倍频单元13的输入信号的信号电平[dB]，纵轴表示来自N倍频单元13的输出信号的信号电平[dB]。再有，在图3B中，N×fc表示相对输入到N倍频单元13的基频信号的从N倍频单元13输出的高频信号的输入输出特性。

图3C表示输出控制电路1的输入输出特性。在图3C中，横轴表示至输出控制电路1的输入信号的信号电平[dB]，纵轴表示来自输出控制电路1的输出信号的信号电平[dB]。图3C表示输出控制电路1整体的输入输出特性。换句话说，图3C表示将图3A所示的各放大单元的输入输出特性和图3B所示的N倍频单元13的输入输出特性合并后的输入输出特性。即，图3C的横轴所示的至输出控制电路1的输入信号的信号电平是由基频放大单元11放大前的基频信号的信号电平，图3C的纵轴所示的来自输出控制电路1的输出信号的信号电平是由N倍频频率放大单元14放大后的高频信号的信号电平。

此外，在图3B中，N倍频单元13的输入输出特性将1dB增益抑制点的输入电平(Psat1)作为界，被分成第1范围和第2范围。第1范围是输入信号的信号电平为Psat1以下的线性动作区域。第2范围是输入信号的信号电平大于Psat1的饱和动作区域。此外，在图3A和图3C中，作为相当于图3B的第1范围和第2范围的范围，第1范围和第2范围被分别表示。

这里，如图3A所示，例如，说明至基频放大单元11的输入即基频信号的信号电平在第1范围和第2范围中，以变动幅度(输入变动幅度)a[dB]变动的情况。这种情况下，基频放大单元11具有线性地放大的输入输出特性，所以从基频放大单元11输出的基频信号的变动幅度(输出变动幅度)在第1范围和第2范围中为a[dB]。

从N倍频单元13输出的高频信号是N倍高谐波。因此，在N倍频单元13中输入的信号(即，从基频放大单元11输出的基频信号)的第1范围中的变动幅度是a[dB]，从N倍频单元13输出的高频信号的第1范围中的变动幅度是b[dB]的情况下，b[dB]＝10logN+a[dB]成立(即，真数下b[dB]是a[dB]的N倍)。

另一方面，N倍频单元13的输入输出特性在第2范围中为饱和动作状态。因此，在N倍频单元13中输入的信号(即，从基频放大单元11输出的放大的基频信号)的第2范围中的变动幅度是a[dB]，从N倍频单元13输出的高频信号的第2范围中的变动幅度是c[dB]的情况下，c[dB]＜a[dB]成立。

如图3C所示，高频信号的信号电平的变动幅度依赖于N倍频单元13的动作状态是线性动作状态(第1范围)或是饱和动作状态(第2范围)。在第1实施方式的输出控制电路1中，通过增益切换控制单元183以预先设定的 增益幅度放大基频信号，产生基频信号的信号电平的变动。然后，检波电压比较单元181通过将产生的基频信号的信号电平的变动幅度(第1检波信号的变动量)和相对基频信号的信号电平的变动幅度的高频信号的信号电平的变动幅度(第2检波信号的变动量)进行比较，判定N倍频单元13的动作状态是线性动作状态(第1范围)或是饱和动作状态(第2范围)。

检波电压比较单元181将产生的基频信号的信号电平的变动幅度和相对基频信号的信号电平的变动幅度的高频信号的信号电平的变动幅度进行比较。在基频信号的信号电平的变动幅度小于高频信号的信号电平的变动幅度的情况下，检波电压比较单元181判定为N倍频单元13的动作状态是线性动作状态(第1范围)。在另一方面，在基频信号的信号电平的变动幅度为高频信号的信号电平的变动幅度以上的情况下，检波电压比较单元181判定为N倍频单元13的动作状态是饱和动作状态(第2范围)。

这样，检波电压比较单元181通过将产生的基频信号的信号电平的变动幅度和相对基频信号的信号电平的变动幅度的高频信号的信号电平的变动幅度进行比较，判定N倍频单元13的动作状态。

在第1实施方式的输出控制电路1中，通过增益切换控制单元183以预先设定的增益幅度放大基频信号，产生基频信号的信号电平的变动，但本发明不限定于此。例如，也可以使产生基频信号的振荡电路产生基频信号的信号电平的变动。

接着，说明增益切换控制单元183中的增益的调整方法。

检波电压比较单元181在判定了N倍频单元13的动作状态后，将表示判定结果的信号输出到增益切换控制单元183。对于基频放大单元11和N倍频频率放大单元14，增益切换控制单元183分别调整增益。具体地说，在N倍频单元13的动作状态为线性动作状态的情况下，增益切换控制单元183调整基频放大单元11的增益。此外，在N倍频单元13的动作状态为饱和动作状态的情况下，增益切换控制单元183调整N倍频频率放大单元14的增益。

图4A表示输出控制电路1中的高频信号的信号电平的下降。在图4A中，横轴和纵轴分别与图3C所示的横轴和纵轴是同样的。如图4A所示，例如，说明高频信号的信号电平从第1范围至第2范围下降了A[dB]的情况。

图4B表示对于图4A所示的信号电平的下降，调整N倍频频率放大单元14的增益的方法。在图4B中，横轴表示N倍频频率放大单元14的增益 变动量，纵轴表示输出控制电路1的输出。如图4B所示，在N倍频频率放大单元14调整相对图4A所示的A[dB]的信号电平的减少的增益的情况下，N倍频频率放大单元14需要从图4B的P3至P1来调整增益。这种情况下，N倍频频率放大单元14需要的增益校正量是A[dB](＝Δ(P1-P3))。

图4C表示对于图4A所示的信号电平的下降，调整基频放大单元11的增益和N倍频频率放大单元14的增益的方法。在图4C中，横轴表示基频放大单元11的增益变动量或N倍频频率放大单元14的增益变动量，纵轴表示输出控制电路1的输出。在根据N倍频单元13的动作状态调整增益的情况下，如图4C的fc所示，增益切换控制单元183在第1范围，调整在N倍频单元13的前级设置的基频放大单元11的增益。然后，如图4C的N×fc所示，增益切换控制单元183在第2范围，调整在N倍频单元13的后级设置的N倍频频率放大单元14的增益。

具体地说，增益切换控制单元183使基频放大单元11的增益增加相当于增益变动量Δ(P2-P4)，使N倍频频率放大单元14的增益增加相当于增益变动量Δ(P1-P2)。在信号电平为N倍频单元13的线性动作区域即第1范围内情况下，增益切换控制单元183调整基频放大单元11的增益。由此，增益调整量从图4B所示的A[dB](＝Δ(P1-P3))减少到图4C所示的B[dB](＝Δ(P1-P4))。特别地，从N倍频单元13输出的信号的信号电平在线性动作区域被N倍频，所以通过增益切换控制单元183在第1范围调整基频放大单元11的增益，能够将第1范围的增益调整量用真数设为1/N倍。

图4C所示的调整方法，例如，也可以通过反复进行高频信号的信号电平的判定处理、N倍频单元13的动作状态的判定处理、以及增益的调整处理来执行。

例如，在判定为高频信号的信号电平超过预先设定的控制容许范围的情况下，检波电压比较单元181判定N倍频单元13的动作状态。然后，在判定为N倍频单元13是线性动作状态的情况下，增益切换控制单元183使基频放大单元11的增益增加比固定量(Δ(P2-P4)和Δ(P1-P2)小的增益步长(例如，1/10×Δ(P1-P2)))。

其后，在再次判定为高频信号的信号电平超过预先设定的控制容许范围的情况下，检波电压比较单元181再次判定N倍频单元13的动作状态。然后，在判定为N倍频单元13位于饱和动作状态的情况下，增益切换控制单 元183使N倍频频率放大单元14的增益增加固定量。

另一方面，在再次判定为N倍频单元13为线性动作状态的情况下，增益切换控制单元183使基频放大单元11的增益再次增加固定量。这样，通过反复进行各处理，基频放大单元11的增益和N倍频频率放大单元14的增益被调整，以使高频信号的信号电平进入预先设定的控制容许范围内。

或者，图4C所示的调整方法也可以通过增益切换控制单元183计算调整量来执行。

例如，在将各个增益设为真数的情况下，所谓A＝Δ(P2-P4)×N+Δ(P1-P2)和B＝Δ(P2-P4)+Δ(P1-P2)的算式成立。基于这些算式，对于基频放大单元11中的增益的调整量Δ(P2-P4)，所谓Δ(P2-P4)＝(A-B)/(N-1)的算式成立，对于N倍频频率放大单元14中的增益的调整量Δ(P1-P2)，所谓Δ(P1-P2)＝B-(A-B)/(N-1)的算式成立。增益切换控制单元183也可以基于对于线性的增益变动，增益被抑制哪个程度，计算调整量。

以上说明的第1实施方式，在高频信号(无线频率信号)的信号电平变动的情况下，也对基频放大单元11和N倍频频率放大单元14各自的输出进行检波，通过将检波后的输出进行比较，判定N倍频单元13的动作状态(饱和动作/线性动作)。由此，即使在产生外部因素(例如，温度变动、电源变动)的情况下，也能够判定N倍频单元13的动作状态。其结果，能够最佳地控制基频放大单元11和N倍频频率放大单元14的增益的调整比例，以使N倍频单元13的动作状态为饱和动作。

此外，在第1实施方式中，在N倍频单元13的动作区域被判定时，使用共同的检波单元17产生的检波结果。由此，即使在产生外部因素(例如，温度变动、电源变动)，对检波单元17的输出结果产生偏差的情况下，也能够降低偏差的影响。

(第2实施方式)

第2实施方式的输出控制电路2在增益控制电路19中包括温度检测单元184，对应于温度变动量，调整基频放大单元11和N倍频频率放大单元14的增益。

图5表示第2实施方式的输出控制电路2的电路结构。再有，在图5中，对与图2共同的结构，附加与图2相同的标号并省略其详细的说明。与图2 的增益控制电路18比较，图5所示的增益控制电路19追加了温度检测单元184。

温度检测单元184检测输出控制电路2周围的温度，将检测到的温度的信息输出到增益切换控制单元183。

增益切换控制单元183基于从温度检测单元184输出的温度的信息，调整基频放大单元11和N倍频频率放大单元14的增益。

接着，说明基于温度的信息的增益的调整方法。

图6A表示基频放大单元11中的、相对温度变动的增益特性。图6B表示N倍频频率放大单元14中的、相对温度变动的增益特性。图6C表示N倍频单元13的动作状态为线性动作的输出控制电路2中的、相对温度变动的输出特性。图6D表示N倍频单元13的动作状态为饱和动作的输出控制电路2中的、相对温度变动的输出特性。

如图6A所示，对于温度变动，基频放大单元11的增益的变动量是α[dB]/℃。另一方面，图6B所示，N倍频频率放大单元14的增益的变动量是β[dB]/℃的比例。

在基频放大单元11的增益特性和N倍频频率放大单元14的增益特性分别具有图6A和图6B所示的特性的情况下，相对输出控制电路2的温度变动的输出特性根据N倍频单元13的动作状态而不同。

如图6C所示，在N倍频单元13的动作状态为线性动作的相对输出控制电路2的温度变动的输出特性中，N倍频频率放大单元14的输出变动比基频放大单元11的输出变动大。具体地说，相对基频放大单元11的输出变动为α[dB]/℃，N倍频频率放大单元14的输出变动为10logN+α+β[dB]/℃。这种情况下，N倍频频率放大单元14的输出变动和基频放大单元11的输出变动之差为10logN+β[dB]/℃。

另一方面，如图6D所示，在N倍频单元13的动作状态为饱和动作的相对输出控制电路2的温度变动的输出特性中，N倍频频率放大单元14的输出变动比基频放大单元11的输出变动小。具体地说，相对基频放大单元11的输出变动为α[dB]/℃，N倍频频率放大单元14的输出变动为β[dB]/℃。这种情况下，N倍频频率放大单元14的输出变动和基频放大单元11的输出变动之差为β-α[dB]/℃。

第2实施方式的增益控制电路19利用图6C、图6D所示的特性的差异， 通过探测相对温度变动的输出变动，判定N倍频单元13的动作状态。

具体地说，温度检测单元184每隔规定间隔检测输出控制电路2的周围的温度。然后，温度检测单元184将检测到的温度的信息输出到检波电压比较单元181。

检波电压比较单元181基于检测到的温度，将对每个规定温度检波开始的指示输出到频率切换控制单元182。在从检波电压比较单元181接受了检波开始的指示的情况下，频率切换控制单元182向切换单元16和检波单元17输出指示，以使每个规定温度的、基频信号的信号电平和高频信号的信号电平被检波。检波单元17在每当周围的温度发生规定温度变动时(对每个规定温度)对基频信号的信号电平和高频信号的信号电平进行检波。检波单元17将表示检波的结果的检波信号输出到检波电压比较单元181。

检波电压比较单元181从检波单元17，对每个规定温度，获取基频信号的信号电平和高频信号的信号电平。检波电压比较单元181对每个规定温度，计算高频信号的信号电平和基频信号的信号电平之差。

检波电压比较单元181存储对每个规定温度算出的、高频信号的信号电平和基频信号的信号电平之差。在发生预先设定的温度变动(例如，1度)的情况下，检波电压比较单元181计算相对温度变动的、高频信号的信号电平和基频信号的信号电平之差的变动。然后，检波电压比较单元181基于相对温度变动的、高频信号的信号电平和基频信号的信号电平之差的变动，判定N倍频单元13的动作状态是线性动作或是饱和动作。

如上述，输出控制电路2包括温度检测单元184，通过计算相对温度变动的、高频信号的信号电平和基频信号的信号电平之差的变动，能够判定N倍频单元13的动作状态。判定了动作状态后的增益的调整，与图2所示的输出控制电路1是同样的，所以省略说明。

以上说明的第2实施方式，即使在高频信号的信号电平因温度变动而变动的情况下，通过探测温度变动和相对温度变动的信号电平的变动，也能够判定N倍频单元13的动作状态(饱和动作/线性动作)。其结果，第2实施方式中，能够最佳地控制基频放大单元11和N倍频频率放大单元14的增益的调整比例，以使N倍频单元13的动作状态为饱和动作。

此外，第2实施方式通过使基频放大单元11的增益不变动，探测温度变动和相对温度变动的信号电平的变动，能够判定N倍频单元13的动作状态 (饱和动作/线性动作)。

(第3实施方式)

在毫米波段那样高的频带中动作的普通的检波单元中，可检波的信号的范围窄。此外，普通的检波单元的特性因外部因素(例如，温度变动、电源变动)而发生偏差。因此，为了将普通的检波单元检波的信号收敛在可检波的信号的范围内，普通的输出控制电路被要求普通的检波单元的校正。

具体地说，普通的输出控制电路，在开始动作等时，使作为基准的基准信号输出到普通的检波单元，使普通的检波单元对基准信号进行检波。然后，在普通的输出控制电路中，普通的检波单元事前被校正，以使表示普通的检波单元的基准信号的检波结果的检波电压在规定的设定范围内。

可是，在普通的输出控制电路包括在毫米波段那样高的频带中发生基准信号的普通的信号发生单元(例如，发生基频信号的普通的振荡电路)的情况下，在普通的信号发生单元的特性中，因外部因素(例如，温度变动、电源变动)而产生偏差，所以在发生的基准信号中也产生偏差，难以进行准确的校正。

因此，在第3实施方式中，说明能够改善基准信号的偏差的输出控制电路。

图7表示第3实施方式的输出控制电路3的电路结构。再有，在图7中，对与图2共同的结构，附加与图2相同的标号并省略详细的说明。与图2的输出控制电路1比较，图7的输出控制电路3追加基准电压切换单元21、模式判断单元185和基准电压控制单元186。

第3实施方式的输出控制电路3具有2个模式。2个模式之中的一个是进行检波单元17的校正的校正模式，另一个是输出高频信号的通常模式。再有，通常模式是输出第1实施方式中说明的高频信号的模式，所以省略说明。

模式判断单元185判断选择校正模式和通常模式之中的哪个模式。模式判断单元185将判断结果输出到基准电压控制单元186。模式判断单元185也可以每隔一定时间进行判断，以切换通常模式和校正模式。或者，在对输出控制电路3不输入基频信号的情况下，模式判断单元185也可以判断为进行校正模式。或者，在电路起动时，也可以使输出控制电路3以校正模式、通常模式的顺序起动，进行初始调整。通过在电路起动时进行初始调整，能够降低相对电路的老化的检波单元特性的偏差。

在从模式判断单元185输出的判断结果表示校正模式的情况下，基准电压控制单元186将控制信号输出到基准电压切换单元21。在判断结果表示校正模式的情况下，基准电压控制单元186将基频放大单元11的电源电压(校正模式的电源电压)设定得比通常模式的电源电压低。

图8A表示发生温度变动和电源变动的情况中的N倍频频率放大单元14的输入输出特性。图8B表示发生温度变动和电源变动的情况中的基频放大单元11的输入输出特性。在图8A、图8B中，横轴表示至各个放大单元的输入信号的信号电平[dB]，纵轴表示来自各个放大单元的输出信号的信号电平[dB]。

再有，图8A、图8B是将基频放大单元11放大的信号的频率(即，基频)设定为fc＝40GHz、将N倍频频率放大单元14放大的信号的频率设定为N×fc＝80GHz、将温度变动设定为-40℃～125℃、将电源电压设定为V_Hi＝0.95V、V_Low＝0.7V的情况下的各放大单元的输入输出特性。图8A、图8B分别表示相对电源电压为V_Hi和V_Low的2种地变动、温度为T_min、T_typ、T_max(T_min＜T_typ＜T_max)的3种地变动的、共计6种的变动模式的输入输出特性。

在图8A所示的N倍频频率放大单元14的输入输出特性中，在电源电压从V_Hi变动为V_Low的情况下，相对温度变动的变动幅度(T_min和T_max之间的宽度)从3[dB]变化为2.5[dB]。即，即使电源电压从V_Hi变动为V_Low，相对温度变动的变动幅度也不大变化。

另一方面，在图8B所示的基频放大单元11的输入输出特性中，在电源电压从V_Hi变动为V_Low的情况下，相对温度变动的变动幅度(T_min和T_max之间的宽度)从0.9[dB]向0.3[dB]变化。

即，在基频放大11中，通过将电源电压设定得低，能够抑制相对温度变动的变动幅度。其结果，能够抑制向检波单元17输出的、作为基准信号的基频信号的温度变动造成的影响。

在包括FET(Field Effect Transistor；场效应晶体管)的普通的高频放大单元中，随着动作频带升高，FET个体的增益一律劣化，相对电源变动、温度变动等的偏差的增益的变动幅度大。此外，FET个体的增益依赖于电源电压的大小。因此，在降低普通的高频放大单元的电源电压的情况下，增益本身变低。即，如图8A中说明的，在动作频带比较高、电源电压较高的普通 的高频放大单元中，相对温度变动的偏差的增益的变动幅度大。另一方面，如图8B中说明的，在动作的频率比较低、电源电压较低的普通的高频放大单元中，相对温度变动的偏差的增益的变动幅度小。

以上说明的第3实施方式的输出控制电路3，在基于图8B所示的基频放大单元11的特性，进行检波单元17的校正的情况下，进行降低基频放大单元11的电源电压的控制。通过该控制，在基频放大单元11的输入输出特性上，相对温度变动的变动幅度变小。因此，能够抑制用于校正检波单元的基频信号受到温度变动的影响。

例如，在控制高频信号的分辨率被设定为1[dB]的情况下，通过使图8B所示的电源电压从V_Hi变动为V_Low，能够与温度变动无关地校正检波单元17。

(第4实施方式)

在图2所示的输出控制电路2中，说明了第1分配单元12将从基频放大单元11输出的基频信号分配到N倍频单元13和切换单元16的结构。在该结构的情况下，从第1分配单元12向切换单元16分配的基频信号比从基频放大单元11输出的基频信号衰减。在第4实施方式中，说明能够抑制向切换单元16输出的基频信号的衰减的输出控制电路的结构。

图9表示本实施方式的输出控制电路4的电路结构。再有，在图9中，对与图2共同的结构，附加与图2相同的标号并省略其详细的说明。与图2的输出控制电路1比较，图9的输出控制电路4将N倍频单元13置换为N倍频单元23，将连接到基频信号放大单元11的输出侧的第1分配单元12置换为连接到N倍频单元23的输出侧的分配电路22。

第1实施方式中的N倍频单元13调整输出匹配，以由基频信号输出N倍的高谐波频率分量，并生成频率N×fc的高频信号。本实施方式的输出控制电路4具有连接到N倍频单元23的分配电路22，分配电路22进行输出匹配。

N倍频单元23由基频放大单元11输出的基频信号，生成具有包含基频和N倍的高谐波的多个高谐波频率分量的信号，并输出到分配电路22。

分配电路22由N倍频单元23输出的信号生成频率N×fc的高频信号，并输出到N倍频频率放大单元14。此外，分配电路22由N倍频单元23输出的信号生成频率fc的基频信号，并输出到切换单元16。

这里，说明分配电路22的具体的结构的一例子和其匹配条件。图10A表示本实施方式的分配电路22的结构的一例子。图10B是表示N倍频频率匹配电路221的匹配条件的史密斯图。图10C是表示基频匹配电路222的匹配条件的史密斯图。

如图10A所示，分配电路22具有在N倍频单元23的输出端子上彼此并联地连接的N倍频频率匹配电路221和基频匹配电路222。N倍频频率匹配电路221调整输出匹配，以由N倍频单元23输出的信号输出N倍的高谐波频率分量，生成频率N×fc的高频信号(图9所示的N×fc)。N倍频频率匹配电路221将生成的高频信号输出到N倍频频率放大单元14。基频匹配电路222调整输出匹配，以由N倍频单元23输出的信号输出基频的频率分量，生成频率fc的基频信号(图9所示的fc)。基频匹配电路222将生成的基频信号输出到切换单元16。

图10B表示以图10A所示的分配电路22的端面SD1为基准的N倍频频率匹配电路221的阻抗(第1阻抗)。如图10B所示，以端面SD1为基准的N倍频频率匹配电路221的阻抗与N倍频频率的频带中输入阻抗取得匹配。此外，以端面SD1为基准的N倍频频率匹配电路221的阻抗是基频的频带中接近开路(OPEN)的高阻抗。

图10C表示以图10A所示的分配电路22的端面SD2为基准的基频匹配电路222的阻抗(第2阻抗)。如图10C所示，以端面SD2为基准的基频匹配电路222的阻抗与基频的频带中输入阻抗取得匹配。此外，以端面SD2为基准的基频匹配电路222的阻抗是在N倍频频率的频带中接近开路的高阻抗。

通过设置具有图10B、图10C所示的阻抗的分配电路22，将基频匹配电路222和N倍频频率匹配电路221连接，即使被输入彼此相同的信号，各自的匹配电路中的输出匹配也不变动。因此，各匹配电路能够在必要的频带中取得匹配，能够分配输出。

以上说明的第4实施方式中，从基频放大单元11输出的基频信号由N倍频单元23进一步放大。分配电路22能够调整由N倍频单元23放大的基频信号的输出匹配，将由N倍频单元23放大的基频信号输出到切换单元16。根据该结构，检波单元17能够检测比放大的基频信号更高的信号电平。

(第5实施方式)

接着，说明包括了第1实施方式中说明的输出控制电路1的无线通信的发送装置。图11A表示本实施方式的发送装置200的主要部分结构的第1例子。发送装置200包括：输出控制电路1、基带放大单元(第4放大单元)201、本机信号输出电路202、混频单元203、高频放大单元(第3放大单元)204。

对于发送的数据，基带放大单元201将通过未图示的基带信号处理单元实施了编码、调制等的基带输入信号放大，将放大的基带信号输出到混频单元203。

本机信号输出电路202生成基频的本机信号，输出到输出控制电路1。输出控制电路1将从本机信号输出电路输出的基频的本机信号进行N倍频，将N倍频频率的本机信号输出到混频单元203。

混频单元203通过将从基带放大单元201输出的基带信号和从输出控制电路1输出的N倍频频率的本机信号进行混合，将基带信号变换到N倍频频率的高频频带。混频单元203将变换到高频频带的信号输出到高频放大单元204。

高频放大单元204放大从混频单元203输出的高频信号，将放大的高频信号输出。从高频放大单元204输出的高频信号被实施了规定的发送处理后，从未图示的天线等输出。

接着，说明第5实施方式的发送装置的另一结构。图11B表示本实施方式的发送装置300的主要部分结构的第2例子。发送装置300包括：输出控制电路1、基带放大单元(第3放大单元)301、本机信号输出电路302、混频单元303、高频放大单元(第4放大单元)304。在图11A和图11B中，输出控制电路1的位置彼此不同。

基带放大单元301将对于发送的数据实施了编码、调制等的基带输入信号放大，将放大的基带信号输出到混频单元303。

本机信号输出电路302生成基频的本机信号，输出到混频单元303。

混频单元303通过将从基带放大单元301输出的基带信号和从本机信号生成电路302输出的基频的本机信号进行混合，将基带信号变换到基带。混频单元303将变换到基带的信号输出到输出控制电路1。

输出控制电路1将从混频单元303输出的变换为基频带的信号进行N倍频，将N倍频后的高频信号输出到高频放大单元304。

高频放大单元304放大从输出控制电路1输出的高频信号，将放大的高频信号输出。从放大单元304输出的高频信号被实施了规定的发送处理后，从未图示的天线等输出。

接着，说明包括了第1实施方式中说明的输出控制电路1的无线通信的接收装置。图12表示本实施方式的接收装置400的主要部分结构的一例子。接收装置400包括：输出控制电路1、高频放大单元(第3放大单元)401、本机信号输出电路402、混频单元403、基带放大单元(第4放大单元)404。

高频放大单元401将用未图示的天线等接收的、实施了规定的接收处理的高频输入信号放大，将放大的高频信号输出到混频单元403。

本机信号输出电路402生成基频的本机信号，输出到输出控制电路1。输出控制电路1将从本机信号输出电路402输出的基频的本机信号进行N倍频，将N倍频频率的本机信号输出到混频单元403。

混频单元403通过将从高频放大单元401输出的高频信号和从输出控制电路1输出的N倍频频率的本机信号进行混合，将高频信号变换为基带信号。混频单元403将变换后的基带信号输出到基带放大单元404。

基带放大单元404放大从混频单元403输出的基带信号，将放大的基带信号输出。通过未图示的基带信号处理单元对基带输出信号实施解调、解码等的处理。

以上说明的第5实施方式，通过将输出控制电路1用于发送装置200、300和接收装置400，在高频频带的发送接收中使输出信号的电平固定，可进行稳定的发送接收。

再有，在第5实施方式中，说明了将图2所示的输出控制电路1用于发送装置200、300和接收装置400的结构，但图5、图7、图9所示的输出控制电路2、3、4也可以同样地用于发送装置200、300和接收装置400。

再有，各实施方式中的增益控制电路18、19、20也可以被安装在LSI等的半导体集成电路中。此外，各实施方式中的输出控制电路1、2、3、4也可以被安装在LSI等的半导体集成电路中。

本发明的第1方式的输出控制电路包括：

第1放大单元，放大从输入端子输入的基频信号；

N倍频单元，将所述放大的基频信号进行N倍频，生成N倍频频率信号；

第2放大单元，放大所述N倍频频率信号；

输出端子，输出所述放大的N倍频频率信号；

检波单元，将所述放大的基频信号和所述放大的N倍频频率信号进行检波，输出所述放大的基频信号的信号电平即第1检波信号及所述放大的N倍频频率信号的信号电平即第2检波信号；以及

增益控制电路，基于所述第1检波信号，控制所述第1放大单元的增益，基于所述第2检波信号，控制所述第2放大单元的增益，

所述增益控制电路包括：

增益切换控制单元，使所述第1放大单元的增益和所述第2放大单元的增益分别变动；以及

比较单元，基于所述第1检波信号及所述第2检波信号，判定所述N倍频单元的动作状态是饱和动作或是线性动作，

所述比较单元通过比较对由所述增益切换控制单元变动的所述第1放大单元的增益的变动量的所述第1检波信号的变动量和对所述第1放大单元的增益的变动量的所述第2检波信号的变动量，判定所述N倍频单元的所述动作状态，

所述增益切换控制单元基于所述判定的动作状态，分别调整所述第1放大单元的增益和所述第2放大单元的增益。

本发明的第2方式的输出控制电路，在第1方式的输出控制电路中，所述增益控制电路还包括检测所述输出控制电路的周围温度的温度检测单元，

所述比较单元通过比较对所述检测到的所述温度的所述第1检波信号的变动量和对所述检测到的所述温度的所述第2检波信号的变动量，判定所述动作状态。

本发明的第3方式的输出控制电路，在第1方式的输出控制电路中，所述增益控制电路还包括：

模式判断单元，判断是否进行所述检波单元进行校正的校正模式；以及

基准电压控制单元，在所述模式判断单元判定为进行校正模式的情况下，将所述第1放大单元的电源电压切换为预先确定的设定电压，

所述基准电压控制单元，在进行所述校正模式的情况下，使供给到所述第1放大单元的电源电压下降。

本发明的第4方式的输出控制电路包括：

第1放大单元，放大从输入端子输入的基频信号；

N倍频单元，将所述放大的基频信号进行N倍频；

分配电路，将从所述N倍频单元输出的信号分离为阻抗匹配的基频信号和阻抗匹配的N倍频频率信号；

第2放大单元，放大所述阻抗匹配的N倍频频率信号；

输出端子，输出所述放大的N倍频频率信号；

检波单元，将所述阻抗匹配的基频信号和所述放大的N倍频频率信号进行检波，输出所述阻抗匹配的基频信号的信号电平即第3检波信号及所述放大的N倍频频率信号的信号电平即第4检波信号；以及

增益控制电路，基于所述第3检波信号，控制所述第1放大单元的增益，基于所述第4检波信号，控制所述第2放大单元的增益，

所述增益控制电路包括：

增益切换控制单元，使所述第1放大单元的增益和所述第2放大单元的增益分别变动；以及

比较单元，基于所述第3检波信号及所述第4检波信号，判定所述N倍频单元的动作状态是饱和动作或是线性动作，

所述比较单元通过比较对由所述增益切换控制单元变动的所述第1放大单元的增益的变动量的所述第3检波信号的变动量和对所述第1放大单元的增益的变动量的所述第4检波信号的变动量，判定所述N倍频单元的所述动作状态，

所述增益切换控制单元基于所述判定的动作状态，分别调整所述第1放大单元的增益和所述第2放大单元的增益。

本发明的第5方式的输出控制电路，在第4方式的输出控制电路中，所述分配电路包括：第1匹配电路，进行与所述基频信号对应的第1阻抗的匹配；以及第2匹配电路，进行与所述N倍频频率信号对应的第2阻抗的匹配，根据所述第1匹配电路中的第1阻抗的匹配及所述第2匹配电路中的第2阻抗的匹配，选择所述基频信号及所述N倍频频率信号之中的一个。

本发明的第6方式的发送装置包括：

输出控制电路，其包括：

第1放大单元，放大从输入端子输入的基频信号；

N倍频单元，将所述放大的基频信号进行N倍频，生成N倍频频率信号；

第2放大单元，放大所述N倍频频率信号；

输出端子，输出所述放大的N倍频频率信号；

检波单元，将所述放大的基频信号和所述放大的N倍频频率信号进行检波，输出所述放大的基频信号的信号电平即第1检波信号及所述放大的N倍频频率信号的信号电平即第2检波信号；以及

增益控制电路，基于所述第1检波信号，控制所述第1放大单元的增益，基于所述第2检波信号，控制所述第2放大单元的增益，

所述增益控制电路包括：

增益切换控制单元，使所述第1放大单元的增益和所述第2放大单元的增益分别变动；以及

比较单元，基于所述第1检波信号及所述第2检波信号，判定所述N倍频单元的动作状态是饱和动作或是线性动作，

所述比较单元通过比较对由所述增益切换控制单元变动的所述第1放大单元的增益的变动量的所述第1检波信号的变动量和对所述第1放大单元的增益的变动量的所述第2检波信号的变动量，判定所述N倍频单元的所述动作状态，

所述增益切换控制单元基于所述判定的动作状态，分别调整所述第1放大单元的增益和所述第2放大单元的增益；

本机信号输出电路，连接到所述输出控制电路的所述输入端子，生成本机信号，将所述本机信号作为所述基频信号输出到所述输入端子；

混频单元，将从所述输出控制电路的所述输出端子输出的所述放大的N倍频频率信号和基带信号混合；

第3放大单元，放大从所述混频单元输出的混频信号；以及

发送天线，发送所述放大的混频信号。

本发明的第7方式的发送装置包括：

输出控制电路，其包括：

基频放大单元，放大从输入端子输入的基频信号；

N倍频单元，将所述放大的基频信号进行N倍频，生成N倍频频率信号；

N倍频放大单元，放大所述N倍频频率信号；

输出端子，输出所述放大的N倍频频率信号；

检波单元，将所述阻抗匹配的基频信号和所述放大的N倍频频率信号进行检波，输出所述放大的基频信号的信号电平即第1检波信号及所述放大的 N倍频频率信号的信号电平即第2检波信号；以及

增益控制电路，基于所述第1检波信号，控制所述基频放大单元的增益，基于所述第2检波信号，控制所述N倍频放大单元的增益，

所述增益控制电路包括：

增益切换控制单元，使所述基频放大单元的增益和所述N倍频放大单元的增益分别变动；以及

比较单元，基于所述第1检波信号及所述第2检波信号，判定所述N倍频单元的动作状态是饱和动作或是线性动作，

所述比较单元通过比较对由所述增益切换控制单元变动的所述基频放大单元的增益的变动量的所述第1检波信号的变动量和对所述基频放大单元的增益的变动量的所述第2检波信号的变动量，判定所述N倍频单元的所述动作状态，

所述增益切换控制单元基于所述判定的动作状态，分别调整所述基频放大单元的增益和所述第N倍频放大单元的增益；

本机信号输出电路，生成本机信号；

混频单元，连接到所述输出控制电路的所述输入端子，将所述本机信号和基带信号混合，将混合后的混频信号作为所述基频信号输出到所述输入端子；

第3放大电路，放大从所述输出控制电路的所述输出端子输出的所述放大的N倍频频率信号；以及

发送天线，发送从所述第3放大单元输出的信号。

本发明的第8方式的接收装置包括：

输出控制电路，其包括：

基频放大单元，放大从输入端子输入的基频信号；

N倍频单元，将所述放大的基频信号进行N倍频，生成N倍频频率信号；

N倍频放大单元，放大所述N倍频频率信号；

输出端子，输出所述放大的N倍频频率信号；

检波单元，将所述放大的基频信号和所述放大的N倍频频率信号进行检波，输出所述放大的基频信号的信号电平即第1检波信号及所述放大的N倍频频率信号的信号电平即第2检波信号；以及

增益控制电路，基于所述第1检波信号，控制所述基频放大单元的增益， 基于所述第2检波信号，控制所述N倍频放大单元的增益，

所述增益控制电路包括：

增益切换控制单元，使所述基频放大单元的增益和所述N倍频放大单元的增益分别变动；以及

比较单元，基于所述第1检波信号及所述第2检波信号，判定所述N倍频单元的动作状态是饱和动作或是线性动作，

所述比较单元通过比较对由所述增益切换控制单元变动的所述基频放大单元的增益的变动量的所述第1检波信号的变动量和对所述基频放大单元的增益的变动量的所述第2检波信号的变动量，判定所述N倍频单元的所述动作状态，

所述增益切换控制单元基于所述判定的动作状态，分别调整所述基频放大单元的增益和所述N倍频放大单元的增益；

接收天线，将接收信号接收；

本机信号输出电路，连接到所述输出控制电路的所述输入端子，生成本机信号，将所述本机信号作为所述基频信号输出到所述输入端子；

混频单元，将从所述输出控制电路的所述输出端子输出的所述放大的N倍频频率信号和所述接收信号进行混合，生成基带信号；以及

第4放大单元，放大所述基带信号。

以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在权利要求所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外，在不脱离发明的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成要素任意地组合。

在上述各实施方式中，通过用硬件构成的例子说明了本发明，但也可以在与硬件的协同中通过软件实现本发明。

此外，用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被作为具有输入端子和输出端子的集成电路即LSI来实现。这些功能块既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。虽然这里称为LSI，但根据集成程度，可以被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、或特大LSI(Ultra LSI)。

此外，集成电路化的方法不限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器 来实现。也可以使用可在LSI制造后编程的FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)，或者使用可重构LSI内部的电路单元的连接、设定的可重构处理器(Reconfigurable Processor)。

再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术，如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。

本发明的输出控制电路适合用于发送接收高频信号的通信装置。

标号说明

1、2、3、4 输出控制电路

11 基频放大单元(第1放大单元)

12 第1分配单元

13、23 N倍频单元

14 N倍频频率放大单元(第2放大单元)

15 第2分配单元

16 切换单元

17 检波单元

18、19、20 增益控制电路

21 基准电压切换单元

22 分配电路

181 检波电压比较单元

182 频率切换控制单元

183 增益切换控制单元

184 温度检测单元

185 模式判断单元

186 基准电压控制单元

200、300 发送装置

201、301、404 基带放大单元(第4放大单元)

202、302、402 本机信号输出电路

203、303、403 混频单元

204、304、401 高频放大单元(第3放大单元)

221 N倍频频率匹配电路

222 基频匹配电路

400 接收装置