一种高线性度可变增益放大器的制作方法

本发明涉及一种集成电路的设计，尤其涉及一种可变增益放大器的设计。

背景技术：

在无线通信系统中,由于信道衰落现象，导致接收机输入信号的幅值范围变化很大(高达几十个dB)。为了减小误码率,接收机通常设置有自动增益控制电路(Automatic Gain Control,AGC),而可变增益放大器则是AGC系统的主要部分。目前可变增益放大器的研究重点和难点主要体现为:宽带宽、高增益动态范围和高线性度。大部分设计者在实现宽带宽和高增益的范围内难以实现高线性度,而实现高线性度则可能牺牲了可带宽和增益。

现有技术中，可变增益放大器分为开环和闭环两种形式。开环可变增益放大器可以实现增益的连续可调，但稳定性较差,线性度较低,信号的动态范围较小；闭环结构的可变增益放大器使用负反馈的形式,性能较为稳定,其增益取决于电阻之比,线性度较高，但是难以实现增益的连续可调。

技术实现要素：

针对现有技术存在的问题，本发明提供一种高线性度可变增益放大器,可提高放大器的线性度,以及实现增益的连续可调。

为了解决上述问题,本发明提出的一种高线性度可变增益放大器，包括用以对信号进行放大或衰减的可变增益放大器，所述可变增益放大器采用闭环负反馈结构，同时还采用产生增益控制电压的指数增益控制电路，从而实现可变增益放大器的增益呈dB线性连续变化；所述可变增益放大器由全差分运算放大器A和第一PMOS管M1、第二PMOS管M2、第三PMOS管M3和第四PMOS管M4构成，所述第一PMOS管M1和第三PMOS管M3为输入PMOS管，所述第二PMOS管M2和第四PMOS管M4为反馈PMOS管；所述第一PMOS管M1的源端连接至第一输入信号VIP，所述第一PMOS管M1的漏端与所述全差分运算放大器A的正输入端相连；所述第二PMOS管M2的源端连接至第二输入信号VIN，所述第二PMOS管M2的漏端与所述全差分运算放大器A的负输入端相连；所述第三PMOS管M3的漏端与全差分运算放大器A的正输入端相连，所述第三PMOS管M3的源端与全差分运算放大器A的负输出端VON相连；所述第四PMOS M4的漏端与全差分运算放大器A的负输入端相连，所述第四PMOS管M4的源端与全差分运算放大器A的正输出端VOP相连；所述第一PMOS管M1和所述第三PMOS管M3的栅极均与第一增益控制电压V_c1相连，第二PMOS管M2和第四PMOS管M4的栅极均与第二增益控制电压V_c2相连；所述全差分运算放大器A包括第一级和第二级两级结构及偏置电路和共模反馈电路，其中，第一级为套筒式共源共栅结构，第二级为共源级；所述可变增益放大器中的第一PMOS管M1、第三PMOS管M3、第二PMOS管M2、第四PMOS管M4均工作在线性区，其中，第一PMOS管M1和第二PMOS管M2的等效电阻为Rin：

$Rin=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VIN-V_{C1}-|V_{THP}\left|\right)}---\left(1\right)$

式(1)中，μ_P为PMOS的空穴迁移率，单位为cm²/V-s；C_ox为单位面积的栅氧化层电容，单位为F/cm²；为PMOS的宽长比；V_THP为PMOS的阈值电压，单位为V；第三PMOS管M3和第四PMOS管M4的等效电阻为Rf：

$Rf=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VON-V_{C2}-|V_{THP}\left|\right)}---\left(2\right)$

式(2)中，式(1)中，μ_P为PMOS的空穴迁移率，单位为cm²/V-s；C_ox为单位面积的栅氧化层电容，单位为F/cm²；为PMOS的宽长比；V_THP为PMOS的阈值电压，单位为V；所述可変增益放大器A的增益为A：

$A=-\frac{Rf}{Rin}=\frac{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VIN-V_{C1}-|V_{THP}\left|\right)}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VON-V_{C2}-|V_{THP}\left|\right)}=\frac{V_{C1}-\left(VIN-\left|V_{THP}\right|\right)}{V_{C2}-\left(VON-\left|V_{THP}\right|\right)}---\left(3\right)$

所述指数增益控制电路用于产生两个所述的第一增益控制电压V_c1和第二V_c2增益控制电压，所述指数增益控制电路的输入为外部控制信号V_c，其中，第一PMOS管M1、第三PMOS管M3的栅极与第一增益控制电压V_c1相连，第二PMOS管M2、第四PMOS管M4的栅极与第二增益控制电压V_c2相连；所述指数增益控制电路的外部基准电流为I₀；所述指数增益控制电路包括17个MOS管和两个电阻，17个MOS管分别记作MOS管M5、MOS管M6、MOS管M7、MOS管M8、MOS管M9、MOS管M10、MOS管M 11、MOS管M12、MOS管M13、MOS管M14、MOS管M15、MOS管M16、MOS管M17、MOS管M18、MOS管M19、MOS管M20和MOS管M21，两个电阻为电阻R1和电阻R2；外部控制信号Vc与所述MOS管M5和所述MOS管M6的栅极相连；通过电流镜形式，所述MOS管M14和MOS管M15将外部基准电流I₀镜像给所述MOS管M11和MOS管M12，则流过所述MOS管M8的电流为所述MOS管M5和MOS管M12的电流之和，然后，通过所述MOS管M10的漏电流镜像给所述MOS管M9，然后，镜像给MOS管M21；同时，所述MOS管M9镜像得到外部基准电流I₀与所述MOS管M6的电流之和流过所述MOS管M7，然后，镜像给所述MOS管M20；电阻R1的一端与所述MOS管M20的漏端相连，电阻R1的另一端接地Vss；电阻R2的一端与M21的漏端相连，电阻R2的另一端接地Vss，从而，流经电阻R1的电流I_c1和流经电阻R2的电流I_c2分别为：

$I_{C1}=K_N{(V_{SS}+V_{THN})}^2\·\left\{\frac{I_0}{K_N{(V_{SS}+V_{THN})}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{SS}+V_{THN})}\right)}^2\right\}---\left(4\right)$

式(4)中，μ_N为NMOS的空穴迁移率，单位为cm²/V-s；为NMOS的宽长比；V_THN为NMOS的阈值电压，单位V；

$I_{C2}=K_P{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}^2\·\left\{\frac{I_0}{K_P{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}\right)}^2\right\}---\left(5\right)$

式(5)中，第一增益控制电压V_c1和第二增益控制电压V_c2分别为：

V_C1＝I_C1·R₁ (6)

V_C2＝I_C2·R₂ (7)

令：电阻R1和电阻R2的阻值相等，设K_N＝K_P＝K，V_THN＝|V_THP|＝V_TH，V_DD＝-V_SS，则第一增益控制电压V_c1和第二增益控制电压V_c2的比值为：

$\frac{V_{C1}}{V_{C2}}=\frac{I_{C1}}{I_{C2}}=\frac{\frac{I_0}{K{(V_{DD}-V_{TH})}^2}+{\left(1+\frac{V_C}{(V_{DD}-V_{TH})}\right)}^2}{\frac{I_0}{K{(V_{DD}-V_{TH})}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{DD}-V_{TH})}\right)}^2}---\left(8\right).$

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明提供的可变增益放大器采用闭环负反馈结构，在提高线性度的同时，实现了增益以指数形式连续可调。

附图说明

图1是本发明高线性度可変增益放大器的整体架构图；

图2是本发明中的指数增益控制电路结构图；

图3是本发明中可变增益放大器的控制信号V_C和输入1dB压缩点(P1dB)的关系图；

图4是本发明中可变增益放大器的控制信号V_C和增益的dB值之间关系图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明技术方案作进一步详细描述，所描述的具体实施例仅对本发明进行解释说明，并不用以限制本发明。

如图1所示，本发明一种高线性度可变增益放大器，包括用以对信号进行放大或衰减的可变增益放大器，其特征在于：所述可变增益放大器采用闭环负反馈结构，同时还采用产生增益控制电压的指数增益控制电路，从而实现可变增益放大器的增益呈dB线性连续变化。

如图1所示，所述可变增益放大器由全差分运算放大器A和第一PMOS管M1、第二PMOS管M2、第三PMOS管M3和第四PMOS管M4构成，所述第一PMOS管M1和第三PMOS管M3为输入PMOS管，所述第二PMOS管M2和第四PMOS管M4为反馈PMOS管；所述第一PMOS管M1的源端连接至第一输入信号VIP，所述第一PMOS管M1的漏端与所述全差分运算放大器A的正输入端相连；所述第二PMOS管M2的源端连接至第二输入信号VIN，所述第二PMOS管M2的漏端与所述全差分运算放大器A的负输入端相连；所述第三PMOS管M3的漏端与全差分运算放大器A的正输入端相连，所述第三PMOS管M3的源端与全差分运算放大器A的负输出端VON相连；所述第四PMOS M4的漏端与全差分运算放大器A的负输入端相连，所述第四PMOS管M4的源端与全差分运算放大器A的正输出端VOP相连；所述第一PMOS管M1和所述第三PMOS管M3的栅极均与第一增益控制电压V_c1相连，第二PMOS管M2和第四PMOS管M4的栅极均与第二增益控制电压V_c2相连。

所述全差分运算放大器A包括第一级和第二级两级结构及偏置电路和共模反馈电路，其中，第一级为套筒式共源共栅结构，第二级为共源级；加入了偏置电路和共模反馈电路，采用了共源共栅补偿技术，以获得足够的相位裕度，保证反馈环路的稳定性。

所述可变增益放大器中的输入PMOS即第一PMOS管M1和第三PMOS管M3，及反馈PMOS即第二PMOS管M2、第四PMOS管M4均工作在线性区，其中，第一PMOS管M1和第二PMOS管M2的等效电阻为Rin：

$Rin=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VIN-V_{C1}-|V_{THP}\left|\right)}---\left(1\right)$

式(1)中，μ_P为PMOS的空穴迁移率，单位为cm²/V-s；C_ox为单位面积的栅氧化层电容，单位为F/cm²；为PMOS的宽长比；V_THP为PMOS的阈值电压，单位为V；

第三PMOS管M3和第四PMOS管M4的等效电阻为Rf：

$Rf=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VON-V_{C2}-|V_{THP}\left|\right)}---\left(2\right)$

式(2)中，式(1)中，μ_P为PMOS的空穴迁移率，单位为cm²/V-s；C_ox为单位面积的栅氧化层电容，单位为F/cm²；为PMOS的宽长比；V_THP为PMOS的阈值电压，单位为V；

所述可変增益放大器A的增益为A：

$A=-\frac{Rf}{Rin}=\frac{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VIN-V_{C1}-|V_{THP}\left|\right)}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{ox}\frac{W}{L}(VON-V_{C2}-|V_{THP}\left|\right)}=\frac{V_{C1}-(VIN-|V_{THP}\left|\right)}{V_{C2}-(VON-|V_{THP}\left|\right)}---\left(3\right)$

如图2所示，本发明中所述指数增益控制电路的输入为外部控制信号V_c，通过所述指数增益控制电路产生两个增益控制电压，即第一增益控制电压V_c1和第二增益控制电压V_c2，其中，第一PMOS管M1、第三PMOS管M3的栅极与第一增益控制电压V_c1相连，第二PMOS管M2、第四PMOS管M4的栅极与第二增益控制电压V_c2相连。所述指数增益控制电路的外部基准电流为I₀；所述指数增益控制电路包括17个MOS管和两个电阻，其中，17个MOS管分别记作MOS管M5、MOS管M6、MOS管M7、MOS管M8、MOS管M9、MOS管M10、MOS管M 11、MOS管M12、MOS管M13、MOS管M14、MOS管M15、MOS管M16、MOS管M17、MOS管M18、MOS管M19、MOS管M20和MOS管M21，两个电阻为电阻R1和电阻R2；各器件的连接关系如图2所示，其中，MOS管M5、MOS管M7、MOS管M9、MOS管M11、MOS管M14、MOS管M17、MOS管M20、MOS管M21的源端接电源电压VDD；MOS管M6、MOS管M8、MOS管M10、MOS管M13、MOS管M16、MOS管M18、MOS管M19的源端接地Vss；MOS管M5的栅极接外部控制信号V_C，MOS管M6的漏端与MOS管M8的栅漏、MOS管M12的漏端相连；MOS管M6的栅极接外部控制信号V_C，MOS管M6的漏端与MOS管M7的栅漏、MOS管M13的漏端相连；MOS管M7的栅漏短接，与MOS管M6的漏端、MOS管M13的漏端、MOS管M20的栅极相连；MOS管M8的栅漏短接，与MOS管M5的漏端、MOS管M10的栅极、MOS管M12的漏端相连；MOS管M9的栅漏短接与MOS管M10的漏端、MOS管M21的栅极相连；MOS管M10的栅极与MOS管M8的栅极相连，MOS管M10的漏端与MOS管M9的漏端相连；MOS管M11的栅极与MOS管M14的栅极、MOS管M15的漏端相连，MOS管M11的漏端与MOS管M12的源端相连；MOS管M12的源端与MOS管M11的漏端相连，MOS管M12的栅极与MOS管M15的栅极、MOS管M17的栅漏相连，MOS管M12的漏端与MOS管M5的漏端、MOS管M8的漏端相连；MOS管M13的漏端与MOS管M6的漏端、MOS管M7的漏端相连，MOS管M13的栅极与MOS管M16的栅极、MOS管M18的栅极、MOS管M19的栅极相连；MOS管M14的栅极与MOS管M11的栅极、MOS管M15的漏端相连，MOS管M14的漏端与MOS管M15的源端相连；MOS管M15的源端与MOS管M14的漏端相连，MOS管M15的漏端与MOS管M11的栅极、MOS管M14的栅极、MOS管M16的漏端相连，MOS管M15的栅极与MOS管M12的栅极、MOS管M17的栅漏相连；MOS管M16的漏端与MOS管M15的漏端相连，MOS管M16的栅极与MOS管M13的栅极、MOS管M18的栅极、MOS管M19的栅极相连；MOS管M17的栅漏短接与MOS管M12的栅极、MOS管M15的栅极、MOS管M18的漏端相连；MOS管M18的漏端与MOS管M17的漏端相连，MOS管M18的栅极与MOS管M13的栅极、MOS管M16的栅极、MOS管M19的栅极相连；MOS管M19的栅漏短接，与外部电流基准源相连；MOS管M20的栅极与MOS管M7的栅极相连，MOS管M20的漏端与电阻R1的一端相连，接到输出控制电压V_c1；MOS管M21的栅极与MOS管M9的栅极相连，MOS管M21的漏端与电阻R2的一端相连，接到输出控制电压V_c2；电阻R1和电阻R2的另一端接地Vss。本发明的外部控制信号V_c与所述MOS管M5和所述MOS管M6的栅极相连；通过电流镜形式，所述MOS管M14和MOS管M15将外部基准电流I₀镜像给所述MOS管M11和MOS管M12，则流过所述MOS管M8的电流为所述MOS管M5和MOS管M12的电流之和，然后，通过所述MOS管M10的漏电流镜像给所述MOS管M9，然后，镜像给MOS管M21；同时，所述MOS管M9镜像得到外部基准电流I₀与所述MOS管M6的电流之和流过所述MOS管M7，然后，镜像给所述MOS管M20；从而，流经电阻R1的电流I_c1和流经电阻R2的电流I_c2分别为：

$I_{C1}=K_N{(V_{SS}+V_{THN})}^2\·\left\{\frac{I_0}{K_N{(V_{SS}+V_{THN})}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{SS}+V_{THN})}\right)}^2\right\}---\left(4\right)$

式(4)中，μ_N为NMOS的空穴迁移率，单位为cm²/V-s；为NMOS的宽长比；V_THN为NMOS的阈值电压，单位V；

$I_{C2}=K_P{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}^2\·\left\{\frac{I_0}{K_P{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{DD}-|V_{THP}\left|\right)}\right)}^2\right\}---\left(5\right)$

式(5)中，第一增益控制电压V_c1和第二增益控制电压V_c2分别为：

V_C1＝I_C1·R₁ (6)

V_C2＝I_C2·R₂ (7)

令：电阻R1和电阻R2的阻值相等，设K_N＝K_P＝K，V_THN＝|V_THP|＝V_TH，V_DD＝-V_SS，则第一增益控制电压V_c1和第二增益控制电压V_c2的比值为：

$\frac{V_{C1}}{V_{C2}}=\frac{I_{C1}}{I_{C2}}=\frac{\frac{I_0}{K{(V_{DD}-V_{TH})}^2}+{\left(1+\frac{V_C}{(V_{DD}-V_{TH})}\right)}^2}{\frac{I_0}{K{(V_{DD}-V_{TH})}^2}+{\left(1-\frac{V_C}{(V_{DD}-V_{TH})}\right)}^2}---\left(8\right)$

公式(8)是指数函数的一种近似表达式，因此本发明提供的可变增益放大器可以实现增益指数形式连续可调。

图3示出了本发明高线性度可变增益放大器的外部控制信号V_C和输入1dB压缩点(P1dB)的关系，可以看出该可变增益放大器实现了较高的线性度。

图4示出了本发明高线性度可变增益放大器的外部控制信号V_C和增益的dB值之间关系图,可以看出该可变增益放大器实现了很好的dB线性关系,并获得了22dB的连续增益范围。

尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。