电路装置、振荡器、电子设备以及移动体的制作方法

本发明涉及电路装置、振荡器、电子设备以及移动体等。

背景技术：

以往，公知有ocxo(ovencontrolledcrystaloscillator：恒温晶体振荡器)、tcxo(temperaturecompensatedcrystaloscillator：温度补偿石英晶体振荡器)等振荡器。例如ocxo作为基站、网络路由器、测量设备等中的基准信号源而被使用。

作为这样的振荡器的现有技术，例如存在日本特开2015-82815号公报中公开的技术。在该现有技术中，为了振荡频率的高精度化，进行了振荡频率的老化校正。具体而言，设置存储部以及经过时间测量部，该存储部对振荡频率的控制电压的校正值与经过时间的对应关系信息进行存储。而且，根据在存储部中存储的校正值与经过时间的对应关系信息、和由经过时间测量部测量的经过时间来执行老化校正。

这样，在ocxo、tcxo等振荡器中，要求振荡信号的振荡频率的高精度化。

在这样的振荡器中，为了得到更高精度的振荡频率，理想的是通过恒温槽来控制振子的温度的ocxo。在ocxo中，振子的温度被控制，但实际上，当恒温槽的周围的环境温度变动时，由于该影响，振子的温度变动，振荡频率微小地变动。因此，为了得到更高精度的振荡频率，需要温度补偿。温度补偿用于降低由振子的温度变动导致的振荡频率的变动。即，在温度补偿中，通过温度传感器测量振子的温度，并根据该测量的温度进行控制，使得振荡频率恒定。温度传感器例如设置于生成振荡信号的电路装置，而电路装置(温度传感器)设置于恒温槽内，使得能够测量振子的温度。

但是，如上所述，基本上，恒温槽内的温度被控制。因此，尽管受到环境温度的影响，如果在电路装置中只使用内置的温度传感器，则由环境温度的变动导致的检测温度的变动范围减小，无法进行高精度的温度补偿。例如，温度传感器的检测电压被a/d转换电路进行a/d转换，其温度检测数据被用于温度补偿。在该情况下，由于检测电压的变动范围相对于a/d转换电路的输入满量程而言非常小，因此，a/d转换电路的分辨率变粗糙(与检测电压的变动范围对应的码变动范围减小)，可能无法进行高精度的温度补偿。

技术实现要素：

根据本发明的几个方式，可提供一种能够得到振荡频率的温度依赖性小的高稳定的振荡频率的电路装置、振荡器、电子设备以及移动体等。

本发明的一个方式涉及电路装置，该电路装置包含：a/d转换部，其对温度检测电压进行a/d转换而输出温度检测数据；处理部，其根据所述温度检测数据，进行振荡频率的温度补偿的信号处理；振荡信号生成电路，其使用频率控制数据和设置于恒温槽内的恒温槽型振子，生成与所述频率控制数据对应的所述振荡频率的振荡信号；以及温度传感器输入端子，其用于输入来自设置于电路装置的外部的外部温度传感器的所述温度检测电压。

根据本发明的一个方式，能够在电路装置的外部设置外部温度传感器，将来自该外部温度传感器的温度检测电压从温度传感器输入端子输入到电路装置，对该输入的温度检测电压进行a/d转换并输出温度检测数据，根据该温度检测数据进行振荡频率的温度补偿的信号处理。由此，与在电路装置中内置温度传感器的情况相比，使检测温度的变动范围增大，能够提高温度检测数据的温度分辨率。而且，通过使用该高温度分辨率的温度检测数据进行温度补偿处理，能够得到振荡频率的温度依赖性小的高稳定的振荡频率。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述温度检测电压从所述温度传感器输入端子经由可编程增益放大器被输入到所述a/d转换部。

作为外部温度传感器，可能连接有各种特性(例如灵敏度、输出电压范围等)不同的温度传感器。这样，通过设置温度传感器输入端子，能够连接多样的特性的温度传感器。对此，根据本发明的一个方式，通过在a/d转换部的前级设置可编程增益放大器，能够与多样的特性的温度传感器对应地进行增益调整。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，来自所述a/d转换部的所述温度检测数据经由数字滤波部被输入到所述处理部。

在来自外部温度传感器或内部温度传感器的温度检测电压中包含噪声。此外，由于设置了可编程增益放大器，因此，通过该增益来将温度检测电压的噪声放大。当通过包含噪声的温度检测电压进行温度补偿处理时，在频率控制数据中也包含噪声，使振荡信号的特性(例如相位噪声)下降。对此，根据本发明的一个方式，由于能够通过数字滤波部对温度检测数据进行滤波处理，因此，能够降低温度检测数据的噪声(温度检测电压的噪声)。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，电路装置包含内部温度传感器，所述a/d转换部在第1模式下，将来自所述内部温度传感器的内部温度检测电压作为所述温度检测电压来进行a/d转换，在第2模式下，将从所述外部温度传感器经由所述温度传感器输入端子输入的外部温度检测电压作为所述温度检测电压来进行a/d转换。

这样，能够根据例如振荡器的用途等来选择适当的温度传感器。例如，在不设置外部温度传感器而要削减成本的情况下，能够选择内部温度传感器。另一方面，在要得到高精度的振荡频率的情况下，能够选择外部温度传感器。而且，在本发明的一个方式中，通过设置可编程增益放大器，能够与这样的各种温度传感器对应。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部根据通过所述温度检测电压而求出的所述温度检测数据，从包含老化变动成分和温度变动成分的所述频率控制数据的变动成分中，提取所述老化变动成分，并根据提取出的所述老化变动成分，进行所述频率控制数据的老化校正处理。

在本发明的一个方式中，通过设置温度传感器输入端子，能够使用外部温度传感器，由此，能够抑制温度补偿中的频率校正误差。即，当从包含老化变动成分和温度变动成分的频率控制数据的变动成分中提取老化变动成分时，能够准确地去除温度变动成分并准确地提取老化变动成分。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述恒温槽型振子是双恒温槽型振子。

通过使用双恒温槽型振子，能够减小振子的温度变动，抑制振荡频率的变动。但是，在双恒温槽内，由于温度变动较小，因此，当使用内置于电路装置的温度传感器时，温度补偿中的频率校正误差增大。对此，根据本发明的一个方式，通过设置温度传感器输入端子，能够在双恒温槽外设置外部温度传感器，能够减小温度补偿中的频率校正误差。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，电路装置包含控制与所述恒温槽型振子对应地设置的加热器的恒温槽控制电路。

通过恒温槽控制电路控制加热器的发热，由此，能够实现管理了振子的温度的恒温槽型振子。在这样的管理了温度的恒温槽内，温度变动较小，而根据本发明的一个方式，由于能够在恒温槽外设置外部温度传感器，因此，能够实现高精度的温度补偿。

此外，本发明的其他方式涉及振荡器，该振荡器包含上述任意一项所述的电路装置、所述外部温度传感器、所述恒温槽型振子以及与所述恒温槽型振子对应地设置的加热器。

此外，在本发明的其他方式中，可以是，在设所述恒温槽型振子与所述电路装置之间的距离为l1、所述恒温槽型振子与所述外部温度传感器之间的距离为l2的情况下，l2＞l1。

越靠近恒温槽型振子，则温度被越适当地调整，越远离恒温槽型振子，则温度越容易因环境温度的变动而变动。对此，根据本发明的其他方式，相比于电路装置，外部温度传感器距离恒温槽型振子更远。此外，用于输入来自这样的外部温度传感器的温度检测电压的温度传感器输入端子设置于电路装置。由此，能够使用外部温度传感器来检测变动范围大的温度变化，通过使用其温度检测电压，能够实现准确的温度补偿处理。

此外，本发明另一其他方式涉及包含上述任意一项所述的电路装置的电子设备。

此外，本发明另一其他方式涉及包含上述任意一项所述的电路装置的移动体。

附图说明

图1是本实施方式的电路装置的结构例。

图2是温度传感器输出的温度检测电压的特性例。

图3是相对于温度检测数据的比特数的频率偏差的特性例。

图4是本实施方式的电路装置的详细的结构例。

图5是可编程增益放大器的增益设定例。

图6是可编程增益放大器的详细的结构例。

图7是恒温槽(oven)控制电路的第1详细结构例。

图8是恒温槽控制电路的第2详细结构例。

图9是振荡器的详细构造例。

图10a、图10b是振荡器的变形构造例。

图11是对老化特性的元件偏差的说明图。

图12a、图12b是对保持模式(hold-over)的说明图。

图13是本实施方式的电路装置的详细结构例。

图14a、图14b是使用了卡尔曼滤波处理的老化校正的说明图。

图15是处理部的详细结构例。

图16a、图16b是处理部的动作说明图。

图17是老化校正部的结构例。

图18a、图18b是温度传感器、振荡电路的结构例。

图19a、图19b是本实施方式的变形例的说明图。

图20a、图20b、图20c是振荡器、电子设备、移动体的结构例。

图21是作为电子设备之一的基站的结构例。

具体实施方式

以下，详细说明本发明的优选实施方式。此外，以下说明的本实施方式并非对权利要求书的范围中记载的本发明的内容进行不当限定，在本实施方式中说明的所有结构并非都必须是本发明的解决手段。

1.结构

图1示出本实施方式的电路装置的结构例。电路装置包含温度传感器输入端子tvt、a/d转换部20(a/d转换器、a/d转换电路)、处理部50(数字信号处理部、处理电路)以及振荡信号生成电路140。

外部温度传感器12(第1温度传感器)将根据环境的温度而变化的温度依赖电压作为温度检测电压vtde而输出。外部温度传感器12设置于电路装置的外部。电路装置例如是半导体芯片，在该半导体芯片的外部或者收纳半导体芯片的封装的外部设置有外部温度传感器12。具体而言，在如下的位置处设置有外部温度传感器12，在该位置处，当环境温度(例如，收纳电路装置和振子xtal的振荡器的封装的外侧温度或者恒温槽的外侧温度)变化时，该位置处的温度变化比电路装置的位置处的温度变化大。例如，如之后在图9～图10b中叙述的那样，电路装置500设置于恒温槽(例如第2容器414)的内部。而且，外部温度传感器12设置于振荡器的封装410的外部、或者振荡器的封装410的内部且恒温槽(例如第2容器414)的外部。例如作为外部温度传感器12，能够使用热敏电阻、二极管(广义上说是pn结)等。

来自外部温度传感器12的温度检测电压vtde经由温度传感器输入端子tvt输入到a/d转换部20。a/d转换部20进行该温度检测电压vtde的a/d转换，输出温度检测数据dtd。例如输出与温度检测电压vtde的a/d转换结果对应的数字的温度检测数据dtd(a/d结果数据)。作为a/d转换部20的a/d转换方式，例如可采用逐次比较方式、或与逐次比较方式类似的方式等。并且，a/d转换方式不限于这种方式，可采用各种方式(计数型、并联比较型或串并联型等)。

处理部50进行各种信号处理(数字信号处理)。例如处理部50根据温度检测数据dtd进行振荡频率(振荡信号的频率)的温度补偿处理。具体而言，处理部50根据对应于温度而变化的温度检测数据dtd、和温度补偿处理用的系数数据(近似函数的系数数据)等，进行用于在存在温度变化的情况下减小振荡频率的变动的温度补偿处理。此外，处理部50可以根据需要而进行例如老化校正处理、卡尔曼滤波处理等信号处理。而且输出信号处理后的频率控制数据dfcq(频率控制码)。该处理部50可以由门阵列等asic电路实现，也可以由处理器(dsp、cpu)和在处理器上工作的程序(程序模块)来实现。

振子xtal例如是at切类型、sc切类型等厚度剪切振动类型的石英振子等或弯曲振动类型等的压电振子。振子xtal是设置于恒温槽型振荡器(ocxo)的恒温槽内的类型。振子xtal也可以是谐振器(机电式的谐振器或者电气式的谐振电路)。另外，作为振子xtal，作为压电振子，能够采用saw(surfaceacousticwave：表面声波)谐振器、作为硅制振子的mems(microelectromechanicalsystems：微电子机械系统)振子等。作为振子xtal的基板材料，可使用石英、钽酸锂、铌酸锂等压电单晶体、锆钛酸铅等压电陶瓷等压电材料或硅半导体材料等。作为振子xtal的激励手段，既可以使用基于压电效应的手段，也可以使用基于库仑力的静电驱动。

振荡信号生成电路140生成振荡信号osck。例如振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据dfcq和振子xtal，生成通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率的振荡信号osck。作为一例，振荡信号生成电路140使振子xtal按照通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率进行振荡，生成振荡信号osck。

另外，振荡信号生成电路140可以是以直接数字合成器方式生成振荡信号osck的电路。例如也可以将振子xtal(固定振荡频率的振荡源)的振荡信号作为参考信号，以数字方式生成通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率的振荡信号osck。

振荡信号生成电路140可包含d/a转换部80和振荡电路150。但是，振荡信号生成电路140不限于这样的结构，也可以实施省略其一部分结构要素或者追加其它结构要素等各种变形。

d/a转换部80进行来自处理部50的频率控制数据dfcq(处理部的输出数据)的d/a转换。作为d/a转换部80的d/a转换方式，例如可采用电阻串型(电阻分割型)。但是，d/a转换方式不限于此，也可采用电阻梯型(r－2r梯型等)、电容阵列型或者脉宽调制型等各种方式。此外，d/a转换部80除了d/a转换器以外，还可以包含其控制电路、调制电路(抖动调制或者pwm调制等)、滤波电路等。

振荡电路150使用d/a转换部80的输出电压vq和振子xtal，生成振荡信号osck。振荡电路150经由第1、第2振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal。例如振荡电路150通过使振子xtal(压电振子、谐振器等)振荡而生成振荡信号osck。具体而言，振荡电路150使振子xtal以将d/a转换部80的输出电压vq作为频率控制电压(振荡控制电压)的振荡频率进行振荡。例如，在振荡电路150是利用电压控制对振子xtal的振荡进行控制的电路(vco)的情况下，振荡电路150可以包含电容值根据频率控制电压而变化的可变电容式电容器(变容二极管等)。

另外，如上所述，振荡电路150可以通过直接数字合成器方式而实现，在该情况下，振子xtal的振荡频率成为参考频率，成为不同于振荡信号osck的振荡频率的频率。

根据以上的本实施方式，电路装置包含：a/d转换部20，其对温度检测电压vtde进行a/d转换而输出温度检测数据dtd；处理部50，其根据温度检测数据dtd进行振荡频率的温度补偿的信号处理；振荡信号生成电路140，其使用频率控制数据dfcq和设置于恒温槽内的恒温槽型振子xtal，生成与频率控制数据dfcq对应的振荡频率的振荡信号osck；以及温度传感器输入端子tvt，其用于输入来自设置于电路装置的外部的外部温度传感器12的温度检测电压vtde。

通过这样设置温度传感器输入端子tvt，能够在电路装置的外部设置外部温度传感器12。具体而言，能够在相对于环境温度(外部大气温度)的变化而言检测温度的变化较大的位置(例如恒温槽外)设置外部温度传感器12。由此，由于检测温度的变动范围大，因此，温度检测电压vtde的变动范围增大，能够提高温度检测数据dtd的分辨率(与1lsb对应的温度变化)。温度检测数据dtd的分辨率高是指能够追随更小的温度变化对振荡频率进行温度补偿，能够实现更小的频率校正误差下的温度补偿。

例如，在将振荡器用作基站等基准信号源的情况下，通过pll电路使振荡频率与基准信号(例如gps信号)同步。在基准信号由于某种理由而消失或者异常的情况下，pll电路成为保持模式，振荡电路150自激振荡。在该保持模式状态下，温度补偿中的频率校正误差成为自激振荡的频率误差(偏差)的要因之一，该误差作为时刻信息(振荡信号的脉冲数)的误差而与时间一同被蓄积。例如，在后述的tdd方式的通信等下，要求高精度的时刻同步，但当温度补偿中的频率校正误差较大时，可能无法取得时刻同步。对此，在本实施方式中，能够使用外部温度传感器12实现高精度的温度补偿(能够减小频率校正误差)。

使用图2、图3进行更具体的说明。图2是温度传感器所输出的温度检测电压的特性例。例如，温度检测电压相对于温度以负斜率呈线性(一次函数)地变化。

作为环境温度的一例，假设振荡器的封装的外侧气温即外部大气温度。例如能够按照振荡器的规格等将外部大气温度的变动范围ta假设为-50度～100度(另外，温度用摄氏度来表示)。设温度检测电压相对于该外部大气温度的变动范围ta的变动范围为va。

另一方面，设置有温度传感器的位置处的温度的变动范围tts根据该位置而不同。由于温度补偿是对由振子的温度变化导致的振荡频率的变化进行补偿的，因此，以往，温度传感器设置于振子的附近。例如当以图9的振荡器为例时，以往，温度传感器内置于电路装置500，该电路装置500与振子420一同被收纳在恒温槽(例如第2容器414)中。

但是，当在恒温槽中设置有温度传感器(电路装置500)的情况下，其位置处的检测温度的变动范围tts相比于外部大气温度的变动范围ta是非常小的。例如，在图9那样的通过2个加热器450、452对恒温槽内的温度进行管理的双恒温槽型的ocxo中，恒温槽内的温度的变动范围tts非常小，例如变动范围tts为85度～95度。如图2所示，设温度检测电压相对于该检测温度的变动范围tts的变动范围为vts。当设tts、ta、vts、va的幅度(从范围的上限中减去下限而得的值)为δtts、δta、δvts、δva时，在上述例子中，成为δvts/δva＝δtts/δta＝10/150＝1/15。即，与将温度传感器置于外部大气中的情况相比，在将温度传感器置于恒温槽内的情况下，温度检测电压的变动范围为1/15。

例如，设a/d转换部20的输出数据dtd(温度检测数据)相对于外部大气温度下的电压变动幅度δva的变动幅度为2¹²。在该情况下，由于δvts/δva＝1/15，因此，温度检测数据dtd相对于检测温度下的电压变动幅度δvts的变动幅度大约为2⁸。即，与a/d转换部20的有效的比特数减小了4比特相同，对于要实现的频率精度(温度补偿后的振荡频率的偏差)而言，a/d转换部20的分辨率不足。

具体而言，在温度补偿处理中，由温度误差δterr[度]产生的频率校正误差δferr[ppb](ppb：partsperbillion，十亿分率)能够如下式(24)那样近似。例如在假设恒温槽型振子xtal的温度特性在温度变动范围δta的一半间隔内具有极大值和极小值并且线性变化的情况下，能够如下式(24)那样近似。δferr通过相对于标称振荡频率的偏差(δf/f)来表示。δfw是在未进行处理部50的温度补偿处理的情况下，外部大气温度在范围ta内变动的情况下的振荡频率的偏差。

δferr＝2×δfw/δta×δterr(24)

温度误差δterr是由a/d转换部20的温度分辨率(与1lsb对应的温度变化、温度级差)引起的。当设a/d转换部20的输出数据(温度检测数据)的比特数为n时，温度误差δterr如下式(25)。

δterr＝δta/2ⁿ(25)

根据上式(24)、(25)，由a/d转换部20的温度分辨率引起的频率校正误差δferr如下式(26)。

δferr＝δfw/2^n-1(26)

图3是相对于温度检测数据的比特数n的频率偏差δferr的特性例(上式(26)的关系)。

如图3所示，例如要设频率校正误差为δferr＜hs＝δfw/1000。在该情况下，根据上式(26)而在a/d转换部20中求出的比特数n为12比特以上。

如图2中说明的那样，在检测外部大气温度的情况下的a/d转换部20的(有效的)比特数为n＝12的情况下，在双恒温槽型的恒温槽内检测的情况下的a/d转换部20的(有效的)比特数大约为n＝8。在将其应用到图3的例子时，可知当在双恒温槽型的恒温槽内检测的情况下，未得到期望的频率偏差hs。

n＝8的情况下的频率校正误差δferr是n＝12的情况下的频率校正误差δferr的16倍。如之后利用下式(1)、(2)叙述的那样，在振荡电路150自激振荡的保持模式中，由于由频率校正误差等引起的频率变动，相对于标称振荡频率的频率偏差逐渐蓄积(随着经过时间t1变长，保持模式时间θtot呈2次函数地变长)。即，16倍的频率校正误差δferr使保持模式中的时刻信息的误差非常大。

例如，考虑如下方法：即使在恒温槽内进行温度检测的情况下，也通过放大器等放大温度传感器的输出，使温度检测数据的温度分辨率(a/d转换部20的有效的比特数n)提高。但是，由于以高的增益将小的电压变化放大，因此，存在信号的s/n下降的问题。当温度检测电压的s/n较低时，温度补偿后的频率控制数据dfcq的噪声也增大，因此，振荡信号osck的相位噪声增大。

对此，在本实施方式中，通过设置温度传感器输入端子tvt，能够将外部温度传感器12设置于温度变化大的位置。由此，能够减小温度补偿中的频率校正误差δferr。例如保持模式中的保持模式时间(时刻信息的误差)减小，从而能够实现tdd方式的通信中的高精度的时刻同步等。

2.电路装置的详细结构

图4示出本实施方式的电路装置的详细的结构例。图4的电路装置相对于图1，包含内部温度传感器10(第2温度传感器)、选择器26、可编程增益放大器22(pga、放大器电路)、数字滤波部24(数字滤波器)以及恒温槽控制电路190(加热器控制电路)。

内部温度传感器10输出温度检测电压vtdi。具体而言，将根据环境(电路装置)的温度而变化的温度依赖电压作为温度检测电压vtdi输出。内部温度传感器10的具体结构例在后面再述。

选择器26选择来自外部温度传感器12(温度传感器输入端子tvt)的温度检测电压vtde或者来自内部温度传感器10的温度检测电压vtdi中的任意一个，并将所选择的温度检测电压作为温度检测电压vtd而输出。例如，从外部装置在寄存器部(例如图13的寄存器部32)中设定选择哪个温度传感器的设定信息，选择器26根据该设定信息来选择温度检测电压vtde、vtdi中的任意一个。或者，可以将设定信息预先存储于存储部(例如图13的存储部34)。或者，电路装置包含未图示的设定端子，从外部装置等向该设定端子输入设定电压，选择器26根据该设定电压来选择温度检测电压vtde、vtdi中的任意一个。

可编程增益放大器22以可变的增益将来自选择器26的温度检测电压vtd放大，输出放大后的电压pgq。a/d转换部20进行电压pgq的a/d转换，输出温度检测数据dtd。关于可编程增益放大器22的具体的结构例，在后面进行叙述。

数字滤波部24对来自a/d转换部20的温度检测数据dtd进行数字滤波处理，输出处理后的数据ftq。处理部50根据数据ftq进行振荡频率的温度补偿处理，输出处理后的频率控制数据dfcq。数字滤波部24例如是低通滤波特性的数字滤波器。例如是iir(infiniteimpulseresponse：无限脉冲响应)型的1次低通滤波器，该情况下的传递函数h为下式(27)。

h＝(a0+a1×z^-1)/(1+b1×z^-1)(27)

a0、a1、b1是系数。设数字滤波部24的采样频率为fs、1次低通滤波特性的截止频率为fc，定义为α＝2πfc/fs。在使用了双线性变换的情况下，系数为a0＝a1＝α/(2+α)、b1＝-(2-α)/(2+α)。这些系数既可以是固定的，也可以在寄存器部或存储部(图13的寄存器部32、存储部34)中可变地设定。

数字滤波部24既可以由门阵列等asic电路实现，也可以由处理器(dsp、cpu)和在处理器上工作的程序(程序模块)来实现。例如，也可以由与处理部50一体的门阵列或处理器来实现。

恒温槽控制电路190进行具有恒温槽的恒温槽型的振子xtal(双恒温槽、单恒温槽等)的恒温槽控制。例如恒温槽控制电路190控制恒温槽温度调整用的加热器191(发热元件)的发热。具体而言，使用与加热器191对应设置的恒温槽控制用的温度传感器193来控制加热器191的发热。而且，以使恒温槽温度成为设定温度的方式进行温度调整。加热器191、温度传感器193设置于电路装置的外部。来自温度传感器193的温度检测电压经由连接端子tcts输入到恒温槽控制电路190，恒温槽控制电路190经由输出端子tvbq将加热器控制电压输出到加热器191。关于恒温槽控制电路190、加热器191、温度传感器193的具体的结构例，在后面进行叙述。

在通过1个加热器进行恒温槽控制的(恒温槽为1层的)单恒温槽中，设置有1组加热器191、温度传感器193、端子tcts、tvbq。在通过2个加热器进行恒温槽控制的(恒温槽为双层的)双恒温槽中，设置有2组加热器191、温度传感器193、端子tcts、tvbq。在双恒温槽的情况下，2组加热器191、温度传感器193可以是同一类型的加热器、温度传感器，也可以是不同类型的加热器、温度传感器。

根据以上的实施方式，温度检测电压vtde从温度传感器输入端子tvt经由可编程增益放大器22输入到a/d转换部20。

具体而言，在通过选择器26选择外部温度传感器12的情况下，来自温度传感器输入端子tvt的温度检测电压vtde经由可编程增益放大器22输入到a/d转换部20。此外，在通过选择器26选择内部温度传感器10的情况下，来自内部温度传感器10的温度检测电压vtdi经由可编程增益放大器22输入到a/d转换部20。

作为外部温度传感器12，可能连接有各种特性(例如灵敏度或输出电压范围等)不同的温度传感器。此外，也可能使用内部温度传感器10。这样，通过设置温度传感器输入端子tvt，能够连接多样的特性的温度传感器。对此，在本实施方式中，通过在a/d转换部20的前级设置可编程增益放大器22，能够与多样的特性的温度传感器对应地进行增益调整。由此，能够确保温度检测数据dtd的分辨率，能够得到期望的振荡频率精度(温度补偿中的频率校正误差)。

此外，温度传感器的输出电压范围根据配置外部温度传感器12的位置而变化。针对该情况，通过由可编程增益放大器22进行增益调整，也能够得到期望的振荡频率精度。

图5示出可编程增益放大器22(pga)的增益设定例。是将检测温度幅度δtts＝150度、70度、30度、10度分别对应于外部大气温度(ocxo产品的封装外)、大型ocxo产品的封装内、小型ocxo产品的封装内、双恒温槽内的情况。这里，封装内是指封装的内侧(图9的封装410)且恒温槽(例如第2容器414)的外侧。

在图5中，设由外部温度传感器12检测外部大气温度的情况下的增益为1，记载了各检测温度幅度δtts下的增益。该增益是为了得到图2、图3中说明的温度补偿中的期望的频率校正误差所需的增益。即，是温度检测数据dtd相对于检测温度幅度δtts的变动幅度成为为了得到期望的频率校正误差所需的变动幅度(例如2¹²)的增益。另外，在图5中，假设外部温度传感器12的灵敏度(v/℃)为内部温度传感器10的灵敏度的5.5倍的情况。

这样，通过与设置外部温度传感器12的位置对应地调整可编程增益放大器22的增益，能够得到温度补偿中的期望的频率校正误差。

此外，内部温度传感器10设置于双恒温槽内(δtts＝10度)，而相比于测量外部大气温度的情况(δtts＝150度)，需要大约15倍的增益。由于增益越高，可编程增益放大器22的输出电压pgq的s/n越下降，因此，可知理想的是，通过外部温度传感器12测量外部大气温度和封装内(双恒温槽外)的温度。在本实施方式中，通过设置温度传感器输入端子tvt，能够进行低增益下的温度检测。

此外，在本实施方式中，来自a/d转换部20的温度检测数据dtd经由数字滤波部24输入到处理部50。

通过数字滤波部24对温度检测数据dtd进行滤波处理，由此，能够降低温度检测数据dtd的噪声。具体而言，在来自外部温度传感器12或内部温度传感器10的温度检测电压中包含噪声。此外，由于设置了可编程增益放大器22，因此，由于该增益而使温度检测电压的噪声放大。当在包含该噪声的温度检测电压下进行温度补偿处理时，在频率控制数据dfcq中也包含噪声。该频率控制数据dfcq的噪声使振荡信号osck的特性(例如相位噪声)下降。对此，在本实施方式中，由于能够通过数字滤波部24使由温度检测电压引起的噪声降低，因此，能够提高振荡信号osck的特性。

此外，在本实施方式中，电路装置包含内部温度传感器10。而且，a/d转换部20在第1模式下，将来自内部温度传感器10的内部温度检测电压vtdi作为温度检测电压vtd而进行a/d转换。在第2模式下，将从外部温度传感器12经由温度传感器输入端子tvt输入的外部温度检测电压vtde作为温度检测电压vtd而进行a/d转换。

这样，能够与例如振荡器的用途等对应地选择适当的温度传感器。例如，在不设置外部温度传感器而要削减成本的情况下，能够选择内部温度传感器。另一方面，在要得到高精度的振荡频率的情况下，能够选择外部温度传感器。在本实施方式中，通过设置可编程增益放大器22，能够与这样的各种温度传感器对应。

此外，在本实施方式中，恒温槽型振子xtal可以是双恒温槽型振子。

双恒温槽型振子是与收纳有振子的恒温槽对应地设置有2个加热器、并且通过这2个加热器将恒温槽内的温度控制为设定温度的振子。通过使用这样的双恒温槽型振子，能够减小振子的温度变动，抑制振荡频率的变动。但是，由于在双恒温槽内，温度变动小，因此，当使用设置于该双恒温槽内的电路装置的内部温度传感器时，温度补偿的精度下降。对此，在本实施方式中，通过设置温度传感器输入端子tvt，能够在双恒温槽外设置外部温度传感器，能够提高温度补偿的精度。

此外，在本实施方式中，电路装置包含控制与恒温槽型振子xtal对应地设置的加热器(发热元件)的恒温槽控制电路190。

通过恒温槽控制电路190控制加热器的发热，由此，能够实现管理了振子的温度的恒温槽型振子xtal。在这样的管理了温度的恒温槽内，温度变动小，但在本实施方式中，由于能够设置外部温度传感器，因此，能够进行高精度的温度补偿。

此外，在本实施方式中，如利用图15、图16b后述的那样，频率控制数据dfci(从频率控制数据生成部输入到处理部50的频率控制数据)包含老化变动成分和温度变动成分。处理部50根据按照温度检测电压vtd而求出的温度检测数据dtd，从频率控制数据dfci的变动成分中提取老化变动成分。而且，处理部50根据提取出的老化变动成分，进行频率控制数据dfcq的老化校正处理。

在本实施方式中，通过设置温度传感器输入端子tvt，能够使用外部温度传感器12，由此，能够抑制温度补偿中的频率校正误差。即，当从包含老化变动成分和温度变动成分的频率控制数据dfci的变动成分中提取老化变动成分时，能够准确地提取老化变动成分。具体而言，温度变动成分是通过处理部50的温度补偿处理而得到的温度补偿数据(图15的tcode)。在本实施方式中，由于通过使用外部温度传感器12得到误差小的温度补偿数据，因此，能够准确地提取老化变动成分。

3.可编程增益放大器

图6示出可编程增益放大器22的详细结构例。图6的可编程增益放大器22包含运算放大器op(运算放大器)和电阻r1、r2。电压agnd是基准电压(模拟接地)。

该可编程增益放大器22是所谓的反相放大电路(负增益的放大电路)，电阻r1是输入电阻，电阻r2是反馈电阻。反馈电阻r2是可变电阻，通过调整该电阻值而将增益设定为可变。另外，输入电阻r1可以是可变电阻。

例如，反馈电阻r2能够通过多个电阻元件串联连接的梯形电阻、以及包含与梯形电阻的各电阻元件的一端连接的开关元件的开关电路来实现。通过开关电路的开关元件的切换，连接于运算放大器op的负极输入节点(第1输入节点)与输出节点之间的电阻的电阻值变化，增益变更。该可变的电阻值例如根据在寄存器部或存储部(例如图13的寄存器部32、存储部34)中设定的设定值而被控制。

4.恒温槽控制电路

图7示出恒温槽控制电路190的第1详细结构例。恒温槽控制电路190包含运算放大器opa、电流源iba(电流输出电路)、电阻ra1、ra2。

温度传感器193是恒温槽控制用的温度传感器，是设置于振荡器内的温度传感器(后述的图9的460或者462)。在图7中，温度传感器193通过二极管(广义上说是pn结)来实现。

温度传感器193经由连接端子tcts与恒温槽控制电路190连接。电流源iba经由连接端子tcts向温度传感器193供给偏置电流，二极管的正向电压va2经由连接端子tcts输入到恒温槽控制电路190。电流源iba例如是电流镜电路。

由运算放大器opa、电阻ra1、ra2、ra3、电容器ca构成积分电路(pi控制电路(proportional-integralcontroller：比例积分控制器))。电阻ra3、电容器ca是积分电路的反馈电阻、反馈电容器，在连接端子tfb1、tfb2之间并联连接。连接端子tfb2、tcts的电压va1、va2被运算放大器opa的虚短路控制为相同电压。当作为温度传感器193的二极管的正向电压va2变化时，连接端子tcts的电压va1变化，运算放大器opa动作，使得该电压va1与连接端子tfb2的电压va2相同，并生成加热器控制电压vaq。电阻ra1、ra2是可变电阻，通过其可变的电阻值来设定恒温槽温度。

通过恒温槽控制电路190生成的加热器控制电压vaq经由输出端子tvbq输出到设置于振荡器内的加热器191(图9的450、452)。加热器191包含作为发热元件的发热mos晶体管194。通过加热器控制电压vaq控制发热mos晶体管194的栅电压等，实现加热器191的发热控制。

另外，恒温槽控制用的温度传感器193和加热器191可以作为1个半导体芯片即加热器ic195而构成。

图8示出恒温槽控制电路190的第2详细结构例。恒温槽控制电路190包含运算放大器opb、电阻rb1～rb6。rb1～rb5是其电阻值被控制为可变的电阻。

温度传感器193是恒温槽控制用的温度传感器，是设置于振荡器内的温度传感器(后述的图9的460或者462)。在图8中，温度传感器193通过热敏电阻来实现。

温度传感器193经由连接端子tcts与恒温槽控制电路190连接。

通过基于电阻rb1、rb2的电源电压的电阻分割，生成恒温槽温度设定用的电压vb1。而且，根据振荡器的恒温槽温度，作为温度传感器193的热敏电阻的电阻值变化，电压vb2变化。运算放大器opb动作，使得该电压vb2与恒温槽温度设定用的电压vb1通过虚短路而成为相同电压，并生成加热器控制电压vbq。

通过恒温槽控制电路190生成的加热器控制电压vbq经由输出端子tvbq输出到设置于振荡器内的加热器191(图9的450、452)。加热器191包含作为发热元件的发热功率双极晶体管192。通过加热器控制电压vbq控制发热功率双极晶体管192的基极电压等，实现加热器191的发热控制。

5.振荡器

图9是振荡器400的详细构造例。图9的振荡器400是双恒温槽构造(广义上说是恒温槽构造)的振荡器。

封装410由基板411和壳体412构成。在基板411上搭载有未图示的各种电子部件。在壳体412的内部设置有第2容器414，在第2容器414的内部设置有第1容器413。而且，在第1容器413的上表面的内侧面(下侧面)安装有振子420。此外，在第1容器413的上表面的外侧面(上侧面)安装有本实施方式的电路装置500、加热器450、温度传感器460。通过加热器450(发热元件)，能够调整例如第2容器414的内部的温度。而且，通过温度传感器460，例如能够检测第2容器414的内部的温度。

第2容器414设置于基板416上。基板416是能够搭载各种电子部件的电路基板。在基板416中的、设置有第2容器414的面的反面安装有加热器452、温度传感器462。例如，通过加热器452(发热元件)，能够调整壳体412与第2容器414之间的空间的温度。而且，通过温度传感器462，能够检测壳体412与第2容器414之间的空间的温度。

作为加热器450、452的发热元件，例如，能够使用发热功率双极晶体管、发热式加热器mos晶体管、发热电阻体、珀尔帖元件等。这些加热器450、452的发热的控制例如能够通过电路装置500的恒温槽控制电路来实现。作为温度传感器460、462，例如能够使用热敏电阻、二极管等。

外部温度传感器12设置于封装410外。具体而言，设置于基板411的下表面。基板411的下表面是封装410的底面，是当将振荡器安装于电路基板的情况下与电路基板相对的面。

在图9中，由于能够通过双恒温槽构造的恒温槽实现振子420等的温度调整，因此，实现了振子420的振荡频率的稳定化等。此外，通过将外部温度传感器12设置于封装410外，能够检测与外部大气温度接近的检测温度。

在本实施方式中，在设恒温槽型振子(振子420)与电路装置500之间的距离为l1、恒温槽型振子与外部温度传感器12之间的距离为l2的情况下，l2＞l1。

这里，距离是例如2个结构要素的中心间的距离。例如当在俯视图中是矩形的结构要素的情况下，只要以该矩形的对角线的交点为中心即可。或者，距离可以是2个结构要素的最接近的部分之间的距离。或者，对于恒温槽型振子与电路装置500之间的距离l1，该距离l1可以是恒温槽型振子与内部温度传感器10(在电路装置500中配置有内部温度传感器10的位置)之间的距离。

在恒温槽型振子中，收纳振子420的容器413、414的内部的温度被加热器450、452调整。即，与恒温槽型振子越近，温度越被适当地调整，与恒温槽型振子越远，温度越容易因环境温度(例如外部大气温度)的变动而变动。对此，在本实施方式中，相比内置有内部温度传感器10的电路装置500，外部温度传感器12较远。此外，用于输入来自这样的外部温度传感器12的温度检测电压的温度传感器输入端子tvt设置于电路装置500。由此，能够使用外部温度传感器12检测变动范围较宽的温度变化，通过使用该温度检测电压，能够实现准确的温度补偿处理。

图10a、图10b是振荡器400的变形构造例。在图10a、图10b中，外部温度传感器12设置于封装410的内部，并且，设置于第2容器414的外部。具体而言，在图10a中，外部温度传感器12设置于基板411的上表面(与基板416相对的面)。在图10b中，设置于基板416的上表面(设置有第2容器414的一侧的面)。

封装410的壳体412例如由金属等构成，与陶瓷等材料相比，隔热效果差。因此，即使处于封装410的内部，通过在第2容器414的外侧设置外部温度传感器12，也能够使检测温度的变动范围变宽。在该情况下，检测温度的变动范围处于外部大气温度的变动范围与第2容器414的内部的温度的变动范围之间。另外，在图10a、图10b中，也以满足上述l2＞l1的条件的方式配置外部温度传感器12。

6.由老化导致的振荡频率变动

在ocxo、tcxo等振荡器中，由于称为老化的随时间的变化，振荡频率变动。而且，在振荡器的个体间的振荡频率的老化变动的特性中，存在由构成振荡器的部件的性能、部件和振荡器的安装状态、或者振荡器的使用环境等个体偏差(以下，称为元件偏差)而引起的差异。

图11的a1～a5是关于出货批号相同或者不同的多个振荡器的老化特性的测量结果的一例。如图11的a1～a5所示，在老化变动的方式中存在伴随着元件偏差的差异。

由老化导致的振荡频率的变动的原因被认为是在气密密封容器内产生的粉尘相对于振子的脱落和附着、基于某些逸出气体的环境变化、或者在振荡器中使用的粘接剂的随时间的变化。

作为用于抑制这样的由老化导致的振荡频率的变动的对策，存在如下方法：在出货前实施使振荡器工作一定期间的初始老化，使振荡频率初始变动之后再出货。但是，对于要求高频率稳定度的用途，仅采取这样的初始老化的对策是不够的，期望补偿由老化导致的振荡频率的变动的老化校正。

除此以外，在将振荡器用作基站的基准信号源的情况下，存在所谓的保持模式的问题。例如在基站中，通过使用pll电路将振荡器的振荡信号(输出信号)与来自gps或网络的基准信号同步，抑制频率变动。但是，当产生来自gps或网络(互联网)的基准信号消失或者异常的保持模式时，无法得到用于同步的基准信号。

当产生这样的保持模式时，由振荡器的自激振荡而产生的振荡信号成为基站的基准信号源。因此，要求如下的保持模式性能：在从保持模式的产生时刻到从保持模式恢复的时刻(解除时刻)为止的保持模式期间，抑制由振荡器的自激振荡导致的振荡频率的变动。

但是，如上述那样，由于振荡器的振荡频率存在由老化导致的无法忽略的程度的变动，因此，由于此而存在难以实现高的保持模式性能的课题。例如在24小时等保持模式期间内，在规定了容许的频率偏差(δf/f)的情况下，如果存在由老化导致的振荡频率的大的变动，则可能无法满足该容许频率偏差的规定。

例如作为基站与通信终端的通信方式，提出了fdd(frequencydivisionduplex：频分双工)、tdd(timedivisionduplex：时分双工)等各种方式。而且，在tdd方式中，上行和下行使用相同的频率按照时分方式收发数据，在分配给各设备的时隙之间设定有保护时间。因此，为了实现适当的通信，需要在各设备中进行时刻同步，要求有准确的绝对时刻的计时。

图12a的b1表示产生了保持模式的情况下的理想的振荡频率的老化的特性。另一方面，b2(虚线)表示由于老化而导致振荡频率变动的特性。b3是由老化导致的振荡频率的变动幅度。此外，图12b的b4表示产生了保持模式的情况下的用于接近b1的特性的频率控制电压的推移。另一方面，b5(虚线)表示从产生了基准信号消失或者异常的时刻起频率控制电压为恒定的状态。

为了进行使图12a的b2所示的特性与b1所示的理想的特性接近的校正，进行老化校正。例如，如果通过老化校正，而如图12b的b4所示那样使频率控制电压变化，则能够进行使图12a的b2所示的特性接近b1所示的理想的特性的校正，例如，如果提高校正精度，则能够将b2所示的特性校正为b1所示的理想的特性。另一方面，在如图12b的b5所示那样未进行老化校正的情况下，如图12a的b2所示那样，在保持模式期间，振荡频率变动，例如，如果对保持模式性能的要求规格是图12a所示的b1，则无法满足该要求。

例如，表示保持模式期间的基于振荡频率的变动的时间的偏移量(总量)的保持模式时间θtot能够如下式(1)那样表示。

这里，t1表示由保持模式导致的老化的经过时间。f0是标称振荡频率，δf/f0是频率偏差。在上式(1)中，t1×f0表示总时钟数，(δf/f0)×(1/f0)表示1时钟内的时刻的偏移量。而且频率偏差δf/f0能够使用保持模式时间θtot和经过时间t1，如上式(2)那样表示。

这里，假设频率偏差δf/f0相对于经过时间呈1次函数地以恒定的斜率变化。在该情况下，随着经过时间t1变长，保持模式时间θtot呈2次函数地变长。

例如，在tdd方式的情况下，为了防止设定了保护时间的时隙重叠，要求保持模式时间为例如θtot＜1.5μs。因此，由上式(2)可知，作为振荡器所容许的频率偏差δf/f0，要求非常小的值。特别地，经过时间t1越长，该容许频率偏差要求越小的值。例如，在作为从保持模式的产生时刻起、到利用维护作业从保持模式恢复的时刻为止的时间而假设的时间为例如t1＝24小时的情况下，作为容许频率偏差，要求非常小的值。而且，由于在频率偏差δf/f0中包含例如温度依赖的频率偏差、以及由老化导致的频率偏差，因此，为了满足上述要求，需要非常高精度的老化校正。

7.电路装置的详细的结构例

图13示出本实施方式的电路装置的详细的结构例。在图13中，对图4的结构进一步设置了数字i/f部30(接口部、接口电路)、寄存器部32(寄存器)、存储部34(存储器)、频率控制数据生成部40(频率控制数据生成电路)。另外，在图13中，省略了可编程增益放大器22、数字滤波部24、恒温槽控制电路190的图示。电路装置的结构不限于图13的结构，能够实施省略其一部分结构要素(例如频率控制数据生成部)、或追加其他结构要素等各种变形。

数字i/f部30是用于在电路装置与外部装置(微型计算机、控制器等)之间输入输出数字数据的接口。数字i/f部30例如能够通过使用了串行时钟线和串行数据线的同步式的串行通信方式来实现。具体而言，能够通过i2c(inter-integratedcircuit：内部集成电路)方式、3线或者4线的spi(serialperipheralinterface：串行外设接口)方式等实现。i2c方式是通过串行时钟线scl、和双向的串行数据线sda这2根信号线来进行通信的同步式的串行通信方式。在i2c的总线上能够连接多个从器件，主器件在指定单独确定的从器件的地址，选择从器件之后，与该从器件进行通信。spi方式是通过串行时钟线sck和单向的2根串行数据线sdi、sdo进行通信的同步式的串行通信方式。在spi的总线上能够连接多个从器件，而为了确定这些从器件，主器件需要使用从器件选择线来选择从器件。数字i/f部30由实现这些通信方式的输入输出缓冲电路和控制电路等构成。

寄存器部32是由状态寄存器、命令寄存器、数据寄存器等多个寄存器构成的电路。电路装置的外部装置经由数字i/f部30访问寄存器部32的各寄存器。而且外部装置能够使用寄存器部32的寄存器来确认电路装置的状态、对电路装置发出命令，对电路装置传送数据、并且从电路装置读出数据等。

存储部34存储电路装置的各种处理和动作所需的各种信息。该存储部34例如能够通过非易失性存储器来实现。作为非易失性存储器，例如能够使用eeprom等。作为eeprom，例如能够使用monos(metal-oxide-nitride-oxide-silicon：金属氧化-氮氧化硅)型存储器等。例如能够使用利用了monos型的存储器的闪存。或者作为eeprom，可以使用浮栅型等其他类型的存储器。另外，存储部34只要是即使不供给电源也能够保存并存储信息的存储器即可，例如也能够通过熔丝电路等来实现。

处理部50具有保持模式处理部52(保持模式处理的电路或者程序模块)、卡尔曼滤波部54(卡尔曼滤波处理的电路或者程序模块)、老化校正部56(老化校正处理的电路或者程序模块)、温度补偿部58(温度补偿处理的电路或者程序模块)。保持模式处理部52进行与保持模式相关的各种处理。温度补偿部58根据来自a/d转换部20的温度检测数据dtd来进行振荡频率的温度补偿处理。具体而言，温度补偿部58根据对应于温度而变化的温度检测数据dtd(温度依赖数据)、以及温度补偿处理用的系数数据(近似函数的系数的数据)等，进行用于当存在温度变化的情况下减小振荡频率的变动的温度补偿处理。

基准信号rfck经由作为电路装置的外部连接端子的端子trfck(焊盘)输入到电路装置。对外部pll电路是否处于锁定状态进行通知的信号plock经由作为电路装置的外部连接端子的端子tplock(焊盘)输入到电路装置。

存储部34存储卡尔曼滤波处理的系统噪声的设定用的系统噪声常数(v)、以及卡尔曼滤波处理的观测噪声的设定用的观测噪声常数(w)。例如在产品(振荡器等)的制造、出货时，进行用于监测振荡频率等各种信息的测量(检查)。而且根据该测量结果确定系统噪声常数、观测噪声常数，并写入例如由非易失性存储器等实现的存储部34中。这样，能够实现降低了由元件偏差导致的不良影响的系统噪声常数、观测噪声常数的设定。

频率控制数据生成部40生成频率控制数据dfci。例如将基于振荡信号osck的输入信号与基准信号rfck进行比较，生成频率控制数据dfci。所生成的频率控制数据dfci被输入到处理部50。这里，基于振荡信号osck的输入信号可以是振荡信号osck本身，也可以是由振荡信号osck生成的信号(例如分频后的信号)。以下，主要以输入信号是振荡信号osck本身的情况为例进行说明。

频率控制数据生成部40包含比较运算部41、数字滤波部44。比较运算部41是进行作为输入信号的振荡信号osck与基准信号rfck的比较运算的电路，包含计数器42、tdc43(时间数字转换器)。

计数器42生成数字数据，该数字数据与用基准信号rfck的基准频率(例如1hz)除以振荡信号osck的振荡频率而得的结果的整数部对应。tdc43生成该除法结果的小数部对应的数字数据。tdc43例如包含：多个延迟元件；多个锁存电路，它们在基准信号rfck的边缘(高)定时将多个延迟元件输出的多个延迟时钟信号锁存；以及电路，其通过进行多个锁存电路的输出信号的编码，生成与除法结果的小数部对应的数字数据。而且，比较运算部41将来自计数器42的与整数部对应的数字数据以及来自tdc43的与小数部对应的数字数据相加，检测与设定频率之间的相位误差。而且，数字滤波部44通过进行相位误差的平滑化处理，生成频率控制数据dfci。例如在设振荡信号osck的频率为fos、基准信号rfck的频率为frf、与设定频率对应的分频数(分频比)为fcw的情况下，以使fos＝fcw×frf的关系成立的方式生成频率控制数据dfci。

另外，频率控制数据生成部40的结构不限于图13所示的结构，能够实施各种变形。例如可以由模拟电路的相位比较器构成比较运算部41、或者由模拟电路的滤波部(环路滤波器)构成数字滤波部44。

此外，在图13中，采用了电路装置内置有频率控制数据生成部40的结构，但频率控制数据生成部也可以是设置于电路装置的外部的电路。在该情况下，只要从设置于外部的频率控制数据生成部经由数字i/f部30将频率控制数据dfci输入到处理部50即可。

这样，在本实施方式中，处理部50(处理器)中输入有来自频率控制数据生成部40的频率控制数据dfci，该频率控制数据生成部40将基于振荡信号osck的输入信号与基准信号rfck相比较而生成频率控制数据dfci。而且，处理部50(处理器)在检测到由基准信号的消失或者异常引起的保持模式之前的期间内，进行如下处理：通过卡尔曼滤波处理对估计针对来自频率控制数据生成部40的频率控制数据dfci的观测值的真值。该真值是通过卡尔曼滤波处理估计的真值，不限于真正的真值。卡尔曼滤波处理由卡尔曼滤波部54执行。此外，基于保持模式检出的控制处理由保持模式处理部52执行。

而且，处理部50(处理器)在检测到保持模式的情况下，保持与保持模式的检出时刻对应的时刻的真值。保持该真值的时刻可以是保持模式的检出时刻本身，也可以是该时刻前的时刻等。而且处理部50通过进行基于所保存的真值的运算处理，生成被老化校正后的频率控制数据dfcq。生成的频率控制数据dfcq被输出到振荡信号生成电路140。该老化校正后的频率控制数据dfcq的生成处理通过老化校正部56来执行。

例如在通常动作期间内，处理部50对从频率控制数据生成部40输入的频率控制数据dfci进行例如温度补偿处理等信号处理，并将信号处理后的频率控制数据dfcq输出到振荡信号生成电路140。振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据dfcq和振子xtal生成振荡信号osck，并输出到频率控制数据生成部40。由此，形成了基于频率控制数据生成部40、振荡信号生成电路140等的pll电路的环路，从而能够生成与基准信号rfck的相位同步的准确的振荡信号osck。

而且在本实施方式中，即使在检测到保持模式之前的通常动作期间内，处理部50的卡尔曼滤波部54也进行动作，对频率控制数据dfci执行卡尔曼滤波处理。即，进行如下处理：通过卡尔曼滤波处理估计针对频率控制数据dfci的观测值的真值。

当检测到保持模式时，与保持模式的检出时刻对应的时刻下的真值被保存到处理部50中。具体而言，老化校正部56保存该真值。而且老化校正部56通过进行基于所保存的真值的运算处理，生成老化校正后频率控制数据dfcq。

这样，由于根据与保持模式的检出时刻对应的时刻下的真值进行老化校正，因此，能够大幅度提高老化校正的精度。即，能够实现考虑了观测噪声和系统噪声的影响的老化校正。

另外，振荡信号生成电路140在从保持模式恢复的情况下，根据从频率控制数据生成部40经由处理部50输入的频率控制数据dfcq来生成振荡信号osck。例如当消除了基准信号rfck的消失状态或异常状态时，保持模式的状态被解除，从保持模式恢复。在该情况下，电路装置的动作恢复到通常动作。而且振荡信号生成电路140不根据处理部50通过进行老化校正而生成的频率控制数据dfcq，而根据从频率控制数据生成部40经由处理部50输入的频率控制数据dfcq(温度补偿处理等信号处理后的频率控制数据)，生成振荡信号osck。

此外，处理部50通过进行对保存的真值进行加上校正值的运算处理(补偿由老化导致的频率变化的运算处理)，生成老化校正后的频率控制数据dfcq。例如通过在每个规定的时刻，依次将与老化速率(老化的梯度、老化系数)对应的校正值(消除由老化速率导致的频率变化的校正值)和与保持模式的检出时刻对应的时刻下的真值相加，生成老化校正后的频率控制数据dfcq。

例如设时间步(timestep)k的校正值为d(k)、时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)。在该情况下，处理部50通过ac(k+1)＝ac(k)+d(k)求出时间步k+1的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。处理部50进行这样的各时间步的校正值d(k)的相加处理，直至从保持模式恢复的时刻(解除时刻)为止。

此外，处理部50进行对真值加上滤波处理后的校正值的运算处理。例如，对校正值d(k)进行低通滤波处理等滤波处理，进行对真值依次加上滤波处理后的校正值d’(k)的运算处理。具体而言，进行ac(k+1)＝ac(k)+d’(k)的运算处理。

此外，处理部50根据卡尔曼滤波处理中的观测残差求出校正值。例如，处理部50在检测到保持模式之前的期间内，进行根据观测残差估计老化校正的校正值的处理。例如在设观测残差为ek的情况下，通过进行d(k)＝d(k-1)+e·ek的处理，估计校正值d(k)。这里e例如是常数，但也可以替代常数e而使用卡尔曼增益。而且，保存与保持模式的检出时刻对应的时刻下的校正值，并进行将保存的校正值与真值相加的运算处理，由此生成老化校正后的频率控制数据dfcq。

此外，处理部50根据输入有保持模式的检测信号的输入端子的电压、或者经由数字i/f部30输入的保持模式的检测信息，判断是否已成为保持模式的状态。这些判断处理由保持模式处理部52进行。例如，保持模式处理部52具有状态机的电路，该状态机的状态转变是根据各种信号和信息来执行的。而且，当根据输入有保持模式的检测信号的输入端子的电压、和经由数字i/f部30而输入的保持模式的检测信息等而判断出处于保持模式的状态时，状态机的状态转变为保持模式的状态。然后执行保持模式时的各种处理(老化校正等)。

作为保持模式的检测信号，例如能够假设基准信号rfck、信号plock。在该情况下，处理部50根据输入有基准信号rfck的端子trfck的电压、输入有信号plock的端子tplock的电压，判断是否已成为保持模式的状态。

例如，在通过设置于电路装置的内部的频率控制数据生成部40形成pll电路的情况下，能够根据输入有基准信号rfck的端子trfck的电压判断是否已成为保持模式的状态。例如，处理部50在根据端子trfck的电压而检测出基准信号rfck处于消失或者异常的状态的情况下，判断出处于保持模式的状态。

另一方面，在由设置于电路装置的外部的频率控制数据生成部形成pll电路的情况下，能够根据输入有信号plock的端子tplock的电压判断是否已成为保持模式的状态。例如外部装置(控制外部pll电路的装置)将通知外部pll电路是否已成为锁定状态的信号plock输出到电路装置。而且例如在通过信号plock判断为外部pll电路未成为锁定状态的情况下，处理部50判断为处于保持模式的状态。另外，可以是，除了信号plock之外，还使用基准信号rfck来判断是否已成为保持模式的状态。此外，外部pll电路例如是由设置于电路装置的外部的频率控制数据生成部、和电路装置的振荡信号生成电路140等构成的pll电路。

此外，在通过设置于电路装置的外部的频率控制数据生成部形成pll电路的情况下，可以根据经由数字i/f部30输入的保持模式的检测信息判断是否已成为保持模式的状态。例如在控制外部pll电路的外部装置(例如微型计算机)根据基准信号的消失或者异常而判断为已成为保持模式的状态的情况下，将保持模式的检测信息经由数字i/f部30而设定于寄存器部32的寄存器(通知寄存器)。处理部50通过读出设定于该寄存器的保持模式的检测信息来判断是否已成为保持模式的状态。这样，不需要新设置保持模式的检测用的端子，实现了电路装置的端子数的削减等。

8.使用了卡尔曼滤波处理的老化校正

在本实施方式中，采用了使用卡尔曼滤波处理的老化校正方法。具体而言，在本实施方式中，在检测到保持模式之前的期间内，通过卡尔曼滤波处理估计针对频率控制数据(振荡频率)的观测值的真值。而且，在检测到保持模式的情况下，保存与保持模式的检出时刻对应的时刻(时间点)下的真值，并进行基于所保存的真值的运算处理，由此，实现老化校正。

图14a是示出由老化导致的振荡频率的变动的测量结果例的图。横轴是经过时间(老化时间)，纵轴是振荡频率的频率偏差(δf/f0)。如图14a的c1所示，在作为观测值的测量值中存在由系统噪声、观测噪声引起的大的偏差。在该偏差中还包含由环境温度引起的偏差。

当这样在测量值中存在大的偏差的状况下，为了正确地求出真值，在本实施方式中，进行基于卡尔曼滤波处理(例如线性卡尔曼滤波处理)的状态估计。

图14b示出时间序列的状态空间模型，该模型的离散时间状态方程式通过下式(3)、(4)的状态方程式、观测方程式来给出。

x(k+1)＝a·x(k)+v(k)···(3)

y(k)＝x(k)+w(k)···(4)

x(k)是时刻k的状态，y(k)是观测值。v(k)是系统噪声，w(k)是观测噪声，a是系统矩阵。在x(k)是振荡频率(频率控制数据)的情况下，a例如相当于老化速率(老化系数)。老化速率表示振荡频率相对于经过期间的变化率。

例如，设为在图14a的c2所示的时刻下产生了保持模式。在该情况下，根据基准信号rfck中断的c2的时刻下的真实状态x(k)、和相当于图14a的c3所示的斜率的老化速率(a)执行老化校正。具体而言，作为用于减小由c3所示的老化速率导致的频率变化的补偿(校正)，例如以消除(抵消)该频率变化的校正值，进行使c2的时刻下的振荡频率(频率控制数据)的真值x(k)依次变化的老化校正。即，消除图12a的b2所示的老化速率下的频率变化，以使得成为b1所示的理想的特性的校正值使真值x(k)变化。这样，例如在保持模式的期间为24小时的情况下，能够通过老化校正来补偿作为经过24小时后的振荡频率的变动的图14a的fdv。

这里，在图14a的c1所示的振荡频率(频率偏差)的变动中包含由温度变动引起的变动以及由老化引起的变动。因此，在本实施方式中，例如通过采用具有恒温槽的恒温槽构造的振荡器(ocxo)，将由温度变动引起的振荡频率的变动抑制为最小限度。此外，使用图4的外部温度传感器12、内部温度传感器10等执行降低由温度变动引起的振荡频率的变动的温度补偿处理。

而且，在pll电路(内部pll电路、外部pll电路)与基准信号rfck同步的期间(通常动作期间)内，监测频率控制数据(频率控制码)，求出去除误差(系统噪声、观测噪声)后的真值，并保存于寄存器。而且，在由于基准信号rfck的消失或者异常而解除了pll电路的锁定的情况下，根据在锁定解除的时刻保存的真值(针对频率控制数据的观测值的真值)来执行老化校正。例如，作为用于减小由图14a的c3的斜率即老化速率导致的频率变化的补偿，进行对所保存的频率控制数据的真值依次加上例如消除该频率变化的校正值的处理，由此，生成保持模式期间的自激振荡时的频率控制数据dfcq，使振子xtal振荡。这样，由于能够以最小误差求出进入保持模式的时刻下的真值，并执行老化校正，因此，能够实现将由老化变动导致的不良影响抑制为最小限度的保持模式性能。

9.处理部的结构

图15示出处理部50的详细的结构例。如图15所示，处理部50包含卡尔曼滤波部54、老化校正部56、温度补偿部58、选择器62、63、加法器65。

卡尔曼滤波部54输入有频率控制数据dfci(去除了环境变动成分的频率控制数据)，执行卡尔曼滤波处理。而且，输出相当于通过卡尔曼滤波处理估计出的真值的后验估计值x^(k)。另外，在本说明书中，将表示是估计值的帽形的符号“^”适当地排列成2个字符来进行记载。

卡尔曼滤波处理是指如下处理：假设在观测值以及表示系统的状态的变量中包含噪声(误差)，使用从过去至今取得的观测值估计系统的最佳状态。具体而言，反复进行观测更新(观测过程)与时间更新(预测过程)来估计状态。观测更新是使用观测值与时间更新的结果来更新卡尔曼增益、估计值、误差协方差的过程。时间更新是使用观测更新的结果预测下一时刻下的估计值、误差协方差的过程。另外，在本实施方式中，主要说明了使用线性卡尔曼滤波处理的方法，但也能够采用扩展卡尔曼滤波处理。关于本实施方式的卡尔曼滤波处理的详情，将在后文进行叙述。

老化校正部56从卡尔曼滤波部54输入后验估计值x^(k)和校正值d’(k)。而且，通过进行对相当于频率控制数据的真值的后验估计值x^(k)加上校正值d’(k)的运算处理，生成老化校正后的频率控制数据即ac(k)。这里d’(k)是滤波处理后(低通滤波处理后)的校正值d(k)。即，在设时间步k(时刻k)的校正值(滤波处理后的校正值)为d’(k)、时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)的情况下，老化校正部56通过ac(k+1)＝ac(k)+d’(k)，求出时间步k+1(时刻k+1)的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。

温度补偿部58输入有温度检测数据dtd，进行温度补偿处理，生成用于使振荡频率相对于温度变动保持为恒定的温度补偿数据tcode(温度补偿码)。

振荡频率的温度特性根据每个产品的样本而有较大偏差。因此，在产品(振荡器)的制造、出货时的检查工序中，测量振荡频率的温度特性、与周围温度对应的温度检测数据的变化特性。而且根据测量结果求出下式(5)的多项式(近似函数)的系数a0～a5，将求得的系数a0～a5的信息写入到图13的存储部34(非易失性存储器)中进行存储。

tcode＝a5·x⁵+a4·x⁴+a3·x³+a2·x²+a1·x+a0···(5)

在上式(5)中，x相当于由a/d转换部20得到的温度检测数据dtd(a/d转换值)。由于还测量了相对于周围温度变化的温度检测数据dtd的变化，因此，通过上式(5)的多项式所表示的近似函数，能够将周围温度与振荡频率对应起来。温度补偿部58从存储部34读出系数a0～a5的信息，根据该系数a0～a5和温度检测数据dtd(＝x)进行上式(5)的运算处理，生成温度补偿数据tcode(温度补偿码)。由此，能够实现用于使振荡频率相对于周围温度的变化保持为恒定的温度补偿处理。

选择器62、63在选择端子s的输入信号的逻辑电平为“1”(有效)的情况下，选择“1”侧的端子的输入信号，并作为输出信号而输出。此外，在选择端子s的输入信号的逻辑电平为“0”(无效)的情况下，选择“0”侧的端子的输入信号，并作为输出信号而输出。

信号kfen是卡尔曼滤波处理的使能信号。卡尔曼滤波部54在信号kfen为逻辑电平“1”(以下，简记为“1”)的情况下执行卡尔曼滤波处理。信号plllock是在pll电路为锁定状态的情况下成为“1”的信号。信号holdover是在检测到保持模式的保持模式期间成为“1”的信号。

信号tcen是温度补偿处理的使能信号。以下，主要以信号tcen为“1”、且选择器63选择“1”侧的输入信号的情况为例进行说明。此外，信号kfen也是“1”。

在通常动作期间，由于信号holdover为逻辑电平“0”((以下，简记为“0”)，因此，选择器62选择“0”端子侧的频率控制数据dfci。而且，通过加法器65对该频率控制数据dfci加上温度补偿数据tcode，温度补偿处理后的频率控制数据dfcq被输出到后级的振荡信号生成电路140。

另一方面，在保持模式期间，信号holdover为“1”，选择器62选择“1”端子侧的ac(k)。ac(k)是老化校正后的频率控制数据。

图16a是说明卡尔曼滤波部54的动作的真值表。在信号plllock、kfen都是“1”的情况下，卡尔曼滤波部54执行真值估计处理(卡尔曼滤波处理)。即，在通常动作期间内pll电路(内部或者外部的pll电路)处于锁定状态的情况下，持续进行作为观测值的频率控制数据dfci的真值估计处理。

而且，在成为保持模式的状态，解除pll电路的锁定，从而信号plllock为“0”的情况下，卡尔曼滤波部54保持上次的输出状态。例如在图15中，作为估计为频率控制数据dfci的真值的后验估计值x^(k)和老化校正的校正值d’(k)，保存并持续输出保持模式的检出时刻(pll电路的锁定解除的时刻)下的值。

老化校正部56在保持模式期间内，使用来自卡尔曼滤波部54的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)进行老化校正。具体而言，保存保持模式的检出时刻的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)，进行老化校正。

此外，在图15中，卡尔曼滤波部54输入有去除了温度变动成分(广义上说是环境变动成分)和老化变动成分中的温度变动成分的频率控制数据dfci。卡尔曼滤波部54对去除了温度变动成分(环境变动成分)的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，估计针对频率控制数据dfci的真值。即，求出后验估计值x^(k)。而且，老化校正部56根据估计出的真值即后验估计值x^(k)进行老化校正。更具体而言，根据来自卡尔曼滤波部54的后验估计值x^(k)和校正值d’(k)，求出老化校正后的频率控制数据ac(k)。而且，老化校正后的频率控制数据即ac(k)经由选择器62输入到加法器65，加法器65进行对ac(k)加上温度补偿数据tcode(环境变动成分的补偿用数据)的处理。

例如，如图16b的示意图所示，当温度变动时，如e1所示，频率控制数据也与其对应地变动。因此，当使用像e1那样伴随着温度变动而变动的频率控制数据来进行卡尔曼滤波处理时，保持模式检出时刻下的真值也产生波动。

因此，在本实施方式中，取得去除了温度变动成分的频率控制数据，并输入到卡尔曼滤波部54。即，将去除了温度变动成分(环境变动成分)和老化变动成分中的温度变动成分的频率控制数据输入到卡尔曼滤波部54。即，输入图16b的e2所示的频率控制数据。e2的频率控制数据为去除了温度变动成分而残留有老化变动成分的频率控制数据。

卡尔曼滤波部54通过对这样去除了温度变动成分而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，来求出作为真值而估计的后验估计值x^(k)、老化校正的校正值d’(k)。而且，在保持模式的检出时刻估计出的真值即后验估计值x^(k)、校正值d’(k)被保存到老化校正部56，用于执行老化校正。

例如，通过加法器65进行加上温度补偿数据tcode的处理，频率控制数据dfcq成为被温度补偿后的频率控制数据。因此，输入有频率控制数据dfcq的振荡信号生成电路140输出温度补偿后的振荡频率的振荡信号osck。因此，与该振荡信号生成电路140一起构成pll电路的图13的频率控制数据生成部40将如图16b的e2所示那样去除了温度变动成分的频率控制数据dfci供给到处理部50。而且，在去除了该温度变动成分的频率控制数据dfci中，如图16b的e2所示，残留有随着经过时间而变化的老化变动成分。因此，处理部50的卡尔曼滤波部54对残留有该老化变动成分的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，如果老化校正部56根据卡尔曼滤波处理的结果进行老化校正，则能够实现高精度的老化校正。

如图1等说明的那样，在本实施方式中，通过设置温度传感器输入端子tvt，能够根据由外部温度传感器12检测的温度检测电压来求出温度变动成分(进行温度补偿处理)。由此，能够求出比使用内置在电路装置中的温度传感器的情况精度高的(频率校正误差小的)温度变动成分，通过将该温度变动成分从频率控制数据dfci中去除，能够高精度地提取老化变动成分。

另外，作为图15的变形例，可以不进行加法器65中的加上温度补偿数据tcode的处理，而进行用于去除频率控制数据dfci的温度变动成分(环境变动成分)的运算处理，并将运算处理后的频率控制数据dfci输入到卡尔曼滤波部54。例如省略图15的加法器65以及选择器63的结构，在卡尔曼滤波部54的前级设置从频率控制数据dfci中减去温度补偿数据tcode的减法器，将该减法器的输出输入到卡尔曼滤波部54。此外，在老化校正部56与选择器62之间设置将老化校正部56的输出与温度补偿数据tcode相加的加法器，将加法器的输出输入到选择器62的“1”侧的端子。通过这样的结构，也能够将去除了温度变动成分而仅残留有老化变动成分的频率控制数据dfci输入到卡尔曼滤波部54。

图17示出老化校正部56的详细结构例。由于在通常动作期间内，信号holdover为“0”，因此，选择器360、361选择“0”端子侧。由此，在通常动作期间内由卡尔曼滤波部54运算的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)(滤波处理后的校正值)被分别保存到寄存器350、351。

当检测到保持模式，从而信号holdover为“1”时，选择器360、361选择“1”端子侧。由此，选择器361在保持模式期间中，持续输出在保持模式的检出时刻保存于寄存器351的校正值d’(k)。

而且，加法器340进行如下处理：按照各时间步，对在保持模式的检出时刻保存于寄存器350的后验估计值x^(k)依次加上保存于寄存器351并从选择器361输出的校正值d’(k)(校正值)。由此，实现了下式(6)所示的老化校正。

ac(k+1)＝ac(k)+d'(k)···6)

即，进行如下处理来实现老化校正：对在图14a的c2的时刻保存的真值即后验估计值x^(k)依次加上校正值d’(k)，该校正值d’(k)用于消除(补偿)由相当于c3的斜率的老化速率导致的频率变化。

10.卡尔曼滤波处理

接下来，对本实施方式的卡尔曼滤波处理的详情进行说明。卡尔曼滤波的模型的状态方程式、观测方程式如下式(7)、(8)那样表示。

x(k+1)＝a·x(k)+v(k)···(7)

y(k)＝c^t·x(k)+w(k)···(8)

k表示作为离散的时间的时间步。x(k)是时间步k(时刻k)的系统的状态，例如是n维的向量。a被称为系统矩阵。具体而言，a是n×n的矩阵，将不存在系统噪声的情况下的时间步k的系统的状态与时间步k+1的系统的状态关联起来。v(k)是系统噪声。y(k)是观测值，w(k)是观测噪声。c是观测系数向量(n维)，t表示转置矩阵。

在上式(7)、(8)的模型的卡尔曼滤波处理中，进行下式(9)～(13)的处理，估计真值。

p^-(k)＝a·p(k-1)·a^t+v(k)···(10)

p(k)＝(1-g(k)·c^t)·p^-(k)···(13)

x^(k)：后验估计值

x^^-(k)：先验估计值

p(k)：后验协方差

p^-(k)：先验协方差

g(k)：卡尔曼增益

上式(9)、(10)是时间更新(预测过程)的式子，上式(11)～(13)是观测更新(观测过程)的式子。作为离散的时间的时间步k每前进1个，则进行1次卡尔曼滤波处理的时间更新(式(9)、(10))以及观测更新(式(11)～(13))。

x^(k)、x^(k-1)是时间步k、k-1的卡尔曼滤波处理的后验估计值。x^^-(k)是得到观测值之前预测的先验估计值。p(k)是卡尔曼滤波处理的后验协方差，p^-(k)是得到观测值之前预测的先验协方差。g(k)是卡尔曼增益。

在卡尔曼滤波处理中，在观测更新中，通过上式(11)求出卡尔曼增益g(k)。此外，根据观测值y(k)，通过上式(12)，更新后验估计值x^(k)。此外，通过上式(13)，更新误差的后验协方差p(k)。

此外，在卡尔曼滤波处理中，在时间更新中，如上式(9)所示，根据时间步k-1的后验估计值x^(k-1)和系统矩阵a，预测下一时间步k的先验估计值x^^-(k)。此外，如上式(10)所示，根据时间步k-1的后验协方差p(k-1)、系统矩阵a、系统噪声v(k)，预测下一时间步的先验协方差p^-(k)。

另外，当要执行上式(9)～(13)的卡尔曼滤波处理时，有时处理部50的处理负荷过大，导致电路装置的大规模化。例如为了求出上式(9)的x^^-(k)＝ax^(k-1)的a，需要扩展卡尔曼滤波处理。而且，扩展卡尔曼滤波处理的处理负荷非常重，当要通过能够进行扩展卡尔曼滤波处理的硬件来实现处理部50时，处理部50的电路面积容易变得非常大。因此，当对内置于振荡器的电路装置强烈要求小型化的状况下，是不恰当的。另一方面，当使用固定值的标量值作为系统矩阵a时，实现恰当的老化校正时的难易度提高。

因此，作为需要避免这样的状况时的解决手段，在本实施方式中，不通过上式(9)～(13)，而通过基于下式(14)～(19)的处理来实现卡尔曼滤波处理。即，处理部50(卡尔曼滤波部54)执行基于下式(14)～(19)的卡尔曼滤波处理。

p^-(k)＝p(k-1)+v(k)···(15)

p(k)＝(1-g(k))·p^-(k)···(18)

另外，在本实施方式中，作为真值的估计处理的对象的x(k)是频率控制数据，观测值y(k)也是频率控制数据，因此，c＝1。此外，由于a的标量值无限接近于1，因此，能够使用上式(15)来替代上式(10)。

如上所述，与采用扩展卡尔曼滤波处理来作为卡尔曼滤波处理的情况相比，在本实施方式的卡尔曼滤波处理中，如上式(14)所示，通过时间步k-1的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理来求出时间步k的先验估计值x^^-(k)。因此，不需要使用扩展卡尔曼滤波处理，在实现处理部50的处理负荷的减轻、电路规模的增加抑制等方面优异。

在本实施方式中，通过下述式子的变形导出上式(14)。

例如上式(20)能够如上式(21)那样变形。这里，由于上式(21)的(a-1)是非常小的数，因此，如上式(22)、(23)所示，能够采用将(a-1)·x^(k-1)置换为(a-1)·f0的近似。然后，将该(a-1)·f0置换为校正值d(k-1)。

而且如上式(19)所示，在从时间步k-1向时间步k的时间更新时，进行校正值d(k)＝d(k-1)+e·(y(k)-x^^-(k))＝d(k-1)+e·ek的更新处理。这里，ek＝y(k)-x^^-(k)被称为卡尔曼滤波处理中的观测残差。此外，e是常数。另外，也能够替代常数e，而实施使用卡尔曼增益g(k)的变形。即，可以是d(k)＝d(k-1)+g(k)·ek。

这样，在式(19)中，在设观测残差为ek、常数为e的情况下，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek求出校正值d(k)。这样，能够进行反映了卡尔曼滤波处理中的观测残差ek的、校正值d(k)的更新处理。

如上所述，在本实施方式中，如上式(14)所示，处理部50在卡尔曼滤波处理的先验估计值的更新处理(时间更新)中，进行如下处理：通过上次的时刻下的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理，求出此次的时刻下的先验估计值x^^-(k)。而且，根据卡尔曼滤波处理的结果进行频率控制数据的老化校正。即，进行上次的时刻即时间步k-1的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理，通过x^^-(k)＝x^(k-1)+d(k-1)求出此次的时刻即时间步k的先验估计值x^^-(k)。

而且，处理部50(老化校正部56)根据该卡尔曼滤波处理的结果(真值、校正值)进行老化校正。即，在设时间步k的校正值为d(k)(或者d’(k))，时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)的情况下，通过ac(k+1)＝ac(k)+d(k)(或者ac(k)+d’(k))求出时间步k+1的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。

此外，处理部50如上式(19)所示那样，根据上次的时刻下的校正值d(k-1)和卡尔曼滤波处理中的观测残差ek，求出此次的时刻下的校正值d(k)。例如，通过进行对上次的时刻下的校正值d(k-1)加上基于观测残差的值即e·ek(或者g(k)·ek)的处理，求出此次的时刻下的校正值d(k)。具体而言，根据上次的时刻即时间步k-1的校正值d(k-1)和卡尔曼滤波处理中的观测残差ek，求出此次的时刻即时间步k的校正值d(k)。例如，在设观测残差为ek、常数为e的情况下，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek求出校正值d(k)。

例如在本实施方式中，如图16b中说明的那样，取得温度变动成分信息等环境变动成分信息，并使用取得的环境变动成分信息，取得去除了环境变动成分和老化变动成分中的环境变动成分的频率控制数据。这里，环境变动成分信息可以是电源电压变动成分、气压变动成分或者重力变动成分等。然后，根据去除了环境变动成分的频率控制数据进行老化校正。具体而言，设环境变动成分为温度。在该情况下，根据温度检测数据dtd来取得作为环境变动成分信息的温度变动成分信息，该温度检测数据dtd是通过来自作为用于取得环境变动成分信息的环境变动信息取得部的、图4的外部温度传感器12或者内部温度传感器10的温度检测电压vtd而求出的。然后，使用取得的温度变动成分信息，取得去除了温度变动成分的频率控制数据。例如，图13的温度补偿部58取得温度补偿数据tcode，并通过加法器65进行温度补偿数据tcode的相加处理，由此，从频率控制数据生成部40输入去除了温度变动成分的频率控制数据dfci，并由处理部50取得。即，如图16b的e2所示，取得去除了温度变动成分、而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci，并输入到卡尔曼滤波部54。

另外，去除了环境变动成分的频率控制数据除了包含完全去除了环境变动成分的适当的状态的频率控制数据之外，还包含在频率控制数据内存在能够忽略的程度的环境变动成分的状态的频率控制数据。

例如，能够通过检测环境变动成分信息的环境变动信息取得部即温度传感器、电压检测电路等，取得温度变动成分信息或者电源电压变动成分信息等环境变动成分信息。另一方面，老化变动成分是随时间经过而变化的振荡频率的变动成分，难以通过传感器等直接检测该老化变动成分的信息。

因此，在本实施方式中，取得能够由传感器等检测的温度变动成分信息等环境变动成分信息，并利用该环境变动成分信息，取得去除了环境变动成分和老化变动成分中的环境变动成分的频率控制数据。即，通过进行从频率控制数据的变动成分中去除环境变动成分的处理(例如加法器65的加法处理)，能够如图16b的e2所示那样，取得仅残留有老化变动成分的频率控制数据。然后，如果根据残留有老化变动成分的频率控制数据进行卡尔曼滤波处理等，则能够估计针对频率控制数据的真值。而且，如果根据这样估计出的真值进行老化校正，则能够实现在现有例中无法实现的高精度的老化校正。

这样，在本实施方式中，在卡尔曼滤波部54中输入去除了温度变动成分(环境变动成分)、而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci。而且如图11、图14a所示，如果限定期间，则在该期间内，能够假设振荡频率以恒定的老化速率变化。能够假设例如以图14a的c3所示的恒定的斜率变化。

在本实施方式中，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek的式子，求出了用于补偿(消除)由这样的老化变动成分导致的恒定的老化速率下的频率变化的校正值。即，求出了用于补偿由相当于图14a的c3的斜率的老化速率导致的频率变化的校正值d(k)。这里，老化速率不是恒定的，而是如图11、图14a所示，随着经过时间而变化。

对此，在本实施方式中，如d(k)＝d(k-1)+e·ek那样，根据卡尔曼滤波处理的观测残差ek＝y(k)-x^^-(k)，进行与老化速率对应的校正值d(k)的更新处理。因此，能够实现还反映了与经过时间对应的老化速率的变化的、校正值d(k)的更新处理。因此，能够实现更高精度的老化校正。

11.温度传感器、振荡电路

图18a示出内部温度传感器10的结构例。图18a的内部温度传感器10具有电流源ist、以及集电极被提供来自电流源ist的电流的双极晶体管trt。双极晶体管trt成为其集电极与基极被连接的二极管连接，向双极晶体管trt的集电极的节点输出具有温度特性的温度检测电压vtdi。温度检测电压vtdi的温度特性是由于双极晶体管trt的基极-发射极间电压的温度依赖性而产生的。该内部温度传感器10的温度检测电压vtdi例如具有负的温度特性(具有负的梯度的1次温度特性)。

图18b示出振荡电路150的结构例。该振荡电路150具有电流源ibx、双极晶体管trx、电阻rx、可变电容式电容器cx1、电容器cx2、cx3。

电流源ibx向双极晶体管trx的集电极提供偏置电流。电阻rx设置于双极晶体管trx的集电极与基极之间。

电容可变的可变电容式电容器cx1的一端与振子xtal的一端连接。具体而言，可变电容式电容器cx1的一端经由电路装置的第1振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal的一端。电容器cx2的一端与振子xtal的另一端连接。具体而言，电容器cx2的一端经由电路装置的第2振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal的另一端。电容器cx3的一端与振子xtal的一端连接，另一端与双极晶体管trx的集电极连接。

双极晶体管trx内流过通过振子xtal的振荡而产生的基极-发射极间电流。并且，当基极-发射极间电流增大时，双极晶体管trx的集电极-发射极间电流增大，从电流源ibx向电阻rx分支的偏置电流减小，因此，集电极电压vcx降低。另一方面，当双极晶体管trx的基极-发射极间电流减小时，集电极-发射极间电流减小，从电流源ibx向电阻rx分支的偏置电流增大，因此，集电极电压vcx上升。该集电极电压vcx经由电容器cx3而反馈给振子xtal。

振子xtal的振荡频率具有温度特性，该温度特性通过d/a转换部80的输出电压vq(频率控制电压)进行补偿。即，输出电压vq被输入到可变电容式电容器cx1，并且利用输出电压vq对可变电容式电容器cx1的电容值进行控制。在可变电容式电容器cx1的电容值发生变化时，振荡环路的谐振频率会发生变化，因此振子xtal的温度特性造成的振荡频率的变动得到补偿。可变电容式电容器cx1可由例如可变电容二极管(varactor：变容二极管)等实现。

另外，本实施方式的振荡电路150不限于图18b的结构，可实施各种变形。例如在图18b中以cx1为可变电容式电容器的情况为例进行了说明，但是，也可以将cx2或者cx3设为利用输出电压vq控制的可变电容式电容器。此外，也可以将cx1～cx3中的多个设为利用输出电压vq控制的可变电容式电容器。

此外，振荡电路150可以不用包含用于使振子xtal振荡的全部电路要素。例如，也可以采用如下结构：由设置于电路装置500的外部的分立式部件构成一部分的电路要素，并经由外部连接端子与振荡电路150连接。

12.变形例

接着，说明本实施方式的各种变形例。图19a示出本实施方式的变形例的电路装置的结构例。

在图19a中，与图1、图4、图13不同，在振荡信号生成电路140中未设置d/a转换部80。并且，由振荡信号生成电路140生成的振荡信号osck的振荡频率根据来自处理部50的频率控制数据dfcq而被直接控制。即，不经由d/a转换部地控制振荡信号osck的振荡频率。

例如在图19a中，振荡信号生成电路140具有可变电容电路142和振荡电路150。在该振荡信号生成电路140中未设置图1、图4、图13的d/a转换部80。并且，取代图18b的可变电容式电容器cx1而设置该可变电容电路142，可变电容电路142的一端与振子xtal的一端连接。

该可变电容电路142的电容值根据来自处理部50的频率控制数据dfcq而被控制。例如，可变电容电路142具有多个电容器(电容器阵列)、根据频率控制数据dfcq控制各开关元件的接通及断开的多个开关元件(开关阵列)。这多个开关元件的各开关元件与多个电容器的各电容器电连接。并且，通过接通或断开这多个开关元件，多个电容器中的、一端与振子xtal的一端连接的电容器的个数发生变化。由此，可变电容电路142的电容值被控制，振子xtal的一端的电容值发生变化。因此，可利用频率控制数据dfcq直接控制可变电容电路142的电容值，控制振荡信号osck的振荡频率。

此外，在使用本实施方式的电路装置构成pll电路的情况下，也能够成为直接数字合成器方式的pll电路。图19b示出直接数字合成器方式的情况下的电路结构例。

比较运算部380进行基准信号rfck与振荡信号osck(基于振荡信号的输入信号)的比较运算。数字滤波部382进行相位误差的平滑化处理。比较运算部380的结构、动作与图13的比较运算部41相同，能够包含计数器、tdc(时间数字转换器)。数字滤波部382相当于图13的数字滤波部44。数值控制型振荡器384是使用来自具有振子xtal的基准振荡器386的基准振荡信号，对任意的频率、波形进行数字合成的电路。即，不是像vco那样根据来自d/a转换器的控制电压控制振荡频率，而是使用数字的频率控制数据和基准振荡器386(振子xtal)，通过数字运算处理生成任意的振荡频率的振荡信号osck。

13.振荡器、电子设备、移动体

图20a示出包含本实施方式的电路装置500的振荡器400的结构例。如图20a所示，振荡器400包含振子420和电路装置500。振子420和电路装置500安装于振荡器400的封装410内。并且，振子420的端子和电路装置500(ic)的端子(焊盘)利用封装410的内部布线而电连接。

图20b示出包含本实施方式的电路装置500的电子设备的结构例。该电子设备包含本实施方式的电路装置500、石英振子等振子420、天线ant、通信部510和处理部520。另外，还可以包含操作部530、显示部540和存储部550。由振子420和电路装置500构成振荡器400。此外，电子设备不限于图20b的结构，可以实施省略其中一部分的结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。

作为图20b的电子设备，例如能够假设基站或者路由器等网络相关设备、高精度的测量设备、gps内置时钟、活体信息测量设备(脉搏计、步数计等)或者头部佩戴式显示装置等可佩戴设备、智能手机、移动电话、便携式游戏装置、笔记本pc或者平板pc等便携信息终端(移动终端)、发布内容的内容提供终端、数字照相机或者摄像机等影像设备等各种设备。

通信部510(无线电路)进行经由天线ant而从外部接收数据、或向外部发送数据的处理。处理部520进行电子设备的控制处理、以及对经由通信部510而收发的数据的各种数字处理等。该处理部520的功能例如可通过微型计算机等处理器而实现。

操作部530用于供用户进行输入操作，可通过操作按钮、触摸面板显示器等来实现。显示部540用于显示各种信息，可通过液晶、有机el等的显示器来实现。另外，在使用触摸面板显示器来作为操作部530的情况下，该触摸面板显示器兼具操作部530以及显示部540的功能。存储部550用于存储数据，其功能可通过ram、rom等半导体存储器或hdd(硬盘驱动器)等实现。

图20c示出包含本实施方式的电路装置的移动体的例子。本实施方式的电路装置(振荡器)例如可以组装到车辆、飞机、摩托车、自行车或者船舶等各种移动体中。移动体例如是具有发动机或马达等驱动机构、方向盘或舵等转向机构以及各种电子设备(车载设备)，且在陆地上、空中或海上移动的设备或装置。图20c概要性示出作为移动体的具体例的汽车206。汽车206中组装了具有本实施方式的电路装置和振子的振荡器(未图示)。控制装置208根据由该振荡器生成的时钟信号而进行动作。控制装置208按照例如车体207的姿态对悬架的软硬度进行控制，或者对各个车轮209的制动进行控制。例如可以利用控制装置208实现汽车206的自动运转。此外，组装有本实施方式的电路装置或振荡器的设备不限于这种控制装置208，也可以组装在汽车206等移动体所设置的各种设备(车载设备)中。

图21是作为电子设备之一的基站(基站装置)的结构例。物理层电路600进行经由网络的通信处理中的物理层的处理。网络处理器602进行比物理层靠上位层的处理(链路层等)。开关部604进行通信处理的各种切换处理。dsp606进行通信处理所需的各种数字信号处理。rf电路608包含：由低噪声放大器(lna)构成的接收电路；由功率放大器构成的发送电路；d/a转换器以及a/d转换器等。

选择器612将来自gps610的基准信号rfck1、来自物理层电路600的基准信号rfck2(来自网络的时钟信号)中的任意一个作为基准信号rfck而输出到本实施方式的电路装置500。电路装置500进行使振荡信号(基于振荡信号的输入信号)与基准信号rfck同步的处理。而且生成频率不同的各种时钟信号ck1、ck2、ck3、ck4、ck5，并供给到物理层电路600、网络处理器602、开关部604、dsp606、rf电路608。

根据本实施方式的电路装置500，在图21所示的基站中，能够使振荡信号与基准信号rfck同步，将根据该振荡信号而生成的频率稳定度高的时钟信号ck1～ck5供给到基站的各电路。

另外，如上述那样对本实施方式进行了详细说明，而对本领域技术人员而言，应能容易理解未实际脱离本发明的新事项和效果的多种变形。因此，这样的变形例全部包含在本发明的范围内。例如，在说明书或者附图中，至少一次与更加广义或者同义的不同用语一同描述的用语在说明书或者附图的任意部分都可以置换为该不同用语。另外，本实施方式和变形例的所有组合也包含于本发明的范围内。此外，外部温度传感器、可编程增益放大器、数字滤波部、处理部、恒温槽控制电路、电路装置、振荡器、电子设备、移动体的结构或动作等也不限于本实施方式中说明的内容，可实施各种变形。