本实用新型涉及无线射频通信技术领域，具体涉及一种超宽带分布式混频器。
背景技术：
近年来，在高速率数据传输、宽带测试设备、软件无线电等的应用需求的驱动下，对宽带无线接收机射频前端的需求日益增长。而混频器是接收机射频前端中必不可少的核心模块之一，在接收机中混频器位于低噪声放大器的后面，低噪声放大器将从天线接收到的射频信号进行低噪声放大后，信号进入混频器进行下变频到频率较低的中频信号，供后级做进一步的处理。传统的解决宽带应用需求的方法是将多个分别覆盖不同频段的混频器进行并联使用，由于涉及到多个电路，造成设备体积大，成本高。同时，为了确保同时接收宽带范围内的信号，多个混频器需要同时工作，造成设备的功耗很大。
为了克服传统解决宽带方案带来的问题，现有技术提出了采用一个覆盖所有需要的工作频段的宽带混频器代替传统的多个混频器。而最常用的宽带混频器即传统的分布式混频器结构，传统的分布式混频器结构如图1所示，包括晶体管组、用于传输本振信号的本振传输线、用于传输射频信号的第一射频传输线，晶体管组包括n个晶体管M1、M2、…、Mn，n为不小于1的整数，晶体管组中每个晶体管的栅极连接第一射频传输线、漏极连接本振传输线、源极接地。在第一射频传输线和本振信号传输线上，每个晶体管与第一射频传输线的连接点前后均设有电感，每个晶体管与本振传输线的连接点前后均设有电感，晶体管可以采用NMOS、PMOS、pHEMT和HEMT等晶体管。第一射频传输线上依次串联有电感L11、L12、…、L1m；本振传输线上依次串联有电感L21、L22、…、L2m；m＝n+1；这样晶体管Mj的漏极前端连接电感L2j，后端连接电感L2q，q＝j+1；j＝1,2，…，n；晶体管Mj的栅极前端连接电感L1j，后端连接电感L1q，q＝j+1；j＝1,2，…，n。第一射频传输线由各晶体管的栅极和源极之间的寄生电容与电感L1i，i＝1,2，…，m构建了传输射频信号的人工传输线，各晶体管的漏极和源极之间的寄生电容与电感L2i，i＝1,2，…，m构建了传输本振信号的人工传输线。整个思想是通过在晶体管间引入一些电感L，再利用晶体管的栅极与源极之间的寄生电容Cgs一起来构建人工传输线实现很宽的频率带宽由于晶体管的寄生电容较大(Cgs较大)，带宽有限，即传统的人工传输线构建方法能实现的带宽有限。
技术实现要素：
本实用新型所要解决的技术问题是现有技术中传统的分布式混频器能实现的带宽有限，目的在于提供一种超宽带分布式混频器，实现分布式混频器更宽的带宽。
本实用新型通过下述技术方案实现：
一种超宽带分布式混频器，包括第一射频信号传输电路和用于传输本振信号的本振传输线，所述第一射频信号传输电路包括第一晶体管组和用于传输射频信号的第一射频传输线，所述第一晶体管组包括n个晶体管，n为不小于2的整数，第一晶体管组中每个晶体管的栅极连接第一射频传输线、源极连接本振传输线、漏极接地。本技术方案中，对于射频信号的传输，利用晶体管的栅极和漏极之间的寄生电容以及第一射频信号传输线构建人工传输线来传输射频信号，由于栅极和漏极之间的寄生电容一般都小于栅极与源极之间的寄生电容，利用其构建传输射频信号的人工传输线，实现了比传统分布式结构更宽的射频带宽，本申请中的混频器电路可以实现接近晶体管特征频率的射频带宽；对于本振信号的传输，则利用晶体管的源极和漏极之间的寄生电容和本振传输线构建人工传输线传输本振信号，确保了很宽的本振带宽。
进一步，上述超宽带分布式混频器还包括电容C1和C3，所述本振信号传输线通过电容C3耦合接入本振信号；所述第一射频传输线通过电容C1耦合接入射频信号。
作为本实用新型的进一步改进，上述超宽带分布式混频器还包括第二射频信号传输电路，所述第二射频信号传输电路与第一射频信号传输电路结构相同且共用本振传输线，第二射频信号传输电路与第一射频信号传输电路还关于本振传输线对称；所述第二射频信号传输电路包括第二晶体管组和用于传输射频信号的第二射频传输线，所述第二晶体管组包括n个晶体管，所述第二晶体管组中的晶体管与第一晶体管组中的晶体管为不同的晶体管；第二晶体管组中每个晶体管的源极连接本振传输线、漏极接地、栅极连接第二射频传输线。由于混频器位于低噪声放大器的后端，直接处理经过低噪声放大器放大后的信号，因此，需要较高的线性度。发明人在长期的研究实践中还发现，传统的分布式混频器一般都通过增大电路中的晶体管的方式来解决高线性度的问题，但是较大的晶体管尺寸，对应的寄生电容Cgs也较大，造成混频器带宽的恶化，传统的分布式混频器在带宽和线性度两个指标之间存在矛盾的关系。此外，一般分布式混频器的输入1-dB功率(IP1dB)都相对较低，为了实现较高的IP1dB，传统的解决方法是增加晶体管的尺寸，而增加晶体管的尺寸带来的后果是：晶体管的寄生电容(栅极到源极和漏极到源极的寄生电容)也随着尺寸的增加而增大，进而造成带宽的恶化，为了克服传统的解决IP1dB和带宽之间的矛盾、线性度与带宽之间的矛盾，本技术方案在上述超宽带分布式混频器结构的基础上，进一步提出了采用互补结构的高线性度超宽带分布式混频器，该混频器在保持上述超宽带分布式混频器的带宽前提下实现较高的线性度。前述第二晶体管组中的晶体管与第一晶体管组中的晶体管为不同的晶体管是指第二晶体管组与第一晶体管组不共用晶体管，也第二晶体管组中的晶体管与第一晶体管组中的晶体管不是同一个晶体管，但是这些晶体管可以具有完全相同的结构和参数，两组晶体管具有相同的尺寸。优选的，所述第二晶体管组中的晶体管和第一晶体管组中的晶体管尺寸相同且布置方式关于本振传输线对称。
作为本实用新型的又一改进，为了使射频输入端具有较好的匹配状态，上述超宽带分布式混频器还包括输入匹配电路，所述输入匹配电路的输入端接入射频信号，输入匹配电路的输出端同时连接第一射频传输线和第二射频信号传输线，向第一射频传输线和第一射频传输线和第二射频信号传输线输出射频信号。
进一步，所述输入匹配电路包括电容C1、电容C2和电感L1；电容C1一端接入射频信号，另一端连接电感L1的一端；电感L1的另一端连接电容C2一端，电容C2的另一端接地；所述电感L1的另一端同时连接第一射频传输线和第二射频信号传输线，向第一射频传输线和第一射频传输线和第二射频信号传输线输出射频信号。
进一步，为了给晶体管提供工作电压，上述超宽带分布式混频器还包括第一偏置电路和第二偏置电路，所述第一射频传输线和第二射频传输线还与第一偏置电路相连，所述本振传输线还与第二偏置电路相连。
优选的，所述第一偏置电路包括电阻R2，电阻R2一端同时连接第一射频传输线和第二射频传输线的输入端，另一端接入栅极电压Vg。
所述第二偏置电路包括电阻R1，电阻R1一端接入源极电压Vs，另一端连接本振信号的输入端。
进一步，所述本振信号传输线输出端还连接有中频滤波器。优选的，所述中频滤波器包括电容C4，电容C4一端连接本振信号传输线输出端，另一端接地。
本实用新型与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
1、本实用新型的一种超宽带分布式混频器利用晶体管的栅极与漏极之间的寄生电容来构建传输射频信号的人工传输线，由于栅极和漏极之间的寄生电容一般都小于栅极与源极之间的寄生电容，利用其构建射频传输线，实现了比传统分布式结构更宽的射频带宽，本申请中的混频器可以实现接近晶体管特征频率的射频带宽；
2、本实用新型的一种超宽带分布式混频器，传输本振信号的人工传输线利用晶体管的源极和漏极之间的寄生电容构建，确保了很宽的本振带宽；
3、本实用新型一种超宽带分布式混频器，还设置了输入匹配电路，使得混频器的射频输入端具有较好的匹配状态；
4、本实用新型一种超宽带分布式混频器，采用两条互补对称的射频传输线进行射频信号的传输时，单从线性度的角度来说，等效于传统的分布式混频器中将晶体管的尺寸增大一倍，但是射频带宽却保持不变，与现有的分布式混频器电路相比，具有更宽的射频带宽和更高的线性度。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本实用新型实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本实用新型实施例的限定。在附图中：
图1为现有技术中分布式混频器的结构示意图；
图2为实施例1中的超宽带分布式混频器的结构示意图；
图3为实施例4中的超宽带分布式混频器的结构示意图；
图4为实施例2中的超宽带分布式混频器的结构示意图；
图5为实施例2中的超宽带分布式混频器的射频和本振端口的回波损耗仿真图；
图6为实施例2中的超宽带分布式混频器在中频频率等于100MHz和本振功率等于15dBm时变频损耗随射频频率的变化仿真图；
图7为实施例3中的超宽带分布式混频器的结构示意图；
图8为实施例3中的超宽带分布式混频器的射频和本振端口的回波损耗仿真图；
图9为实施例3中的超宽带分布式混频器在中频频率等于100MHz和本振功率等于15dBm时变频损耗随射频频率的变化仿真图；
图10为实施例3中的超宽带分布式混频器在射频频率等于20GHz、本振频率等于19.9GHz和本振功率等于15dBm时的变频损耗随着射频输入功率的变化仿真图；
图11为实施例5中的超宽带分布式混频器的结构示意图；
图12为实施例5中的超宽带分布式混频器的射频和本振端口的回波损耗仿真图；
图13为实施例5中的超宽带分布式混频器在中频频率等于100MHz、本振功率等于15dBm时变频损耗随频率的变化仿真图；
图14为实施例5中的超宽带分布式混频器在射频频率等于20GHz、本振频率等于19.9GHz和本振功率＝15dBm时的变频损耗随着射频输入功率的变化仿真图。
具体实施方式
现有技术中，传统的分布式混频器结构如图1所示，包括晶体管组、用于传输本振信号的本振传输线、用于传输射频信号的第一射频传输线，晶体管组包括n个晶体管M1、M2、…、Mn，n为不小于1的整数，晶体管组中每个晶体管的栅极连接第一射频传输线、漏极连接本振传输线、源极接地。在第一射频传输线和本振信号传输线上，每个晶体管与第一射频传输线的连接点前后均设有电感，每个晶体管与本振传输线的连接点前后均设有电感，晶体管可以采用NMOS、PMOS、pHEMT和HEMT等晶体管。第一射频传输线上依次串联有电感L11、L12、…、L1m；本振传输线上依次串联有电感L21、L22、…、L2m；m＝n+1；这样晶体管Mj的漏极前端连接电感L2j，后端连接电感L2q，q＝j+1；j＝1,2，…，n；晶体管Mj的栅极前端连接电感L1j，后端连接电感L1q，q＝j+1；j＝1,2，…，n。上述各晶体管的栅极和源极之间的寄生电容与第一射频传输线上的电感L1i，i＝1,2，…，m构建形成一条传输射频信号的人工传输线，各晶体管的漏极和源极之间的寄生电容与本振传输线上的电感L2i，i＝1,2，…，m构成传输本振信号的人工传输线。在实际应用中，第一射频传输线可以通过电容C1耦合接入射频信号，且其输入端在电感L11之后或电感L11之前连接偏置电阻R2，且其在电感L1m之后还还依次连接有电容C5和电阻RG1，电阻RG1接地；本振传输线可以通过电容C3耦合接入本振信号，且其输入端在电容C3之后连接偏置电阻R1，其输出端还连接有电容C4。图1中，G(Gate)代表晶体管的栅极，D(Drain)代表晶体管的漏极，S(Source)代表晶体管的源极。
这种分布式混频器通过在晶体管间引入一些电感L，再利用晶体管栅极和源极的寄生电容Cgs一起来构建人工传输线实现很宽的频率带宽，但是由于晶体管的寄生电容Cgs较大，能实现的带宽有限。因此本申请的发明人提出了本申请的一种超宽带分布式混频器，该混频器可以作为宽带通信系统和高速率数据传输等系统的超宽带高线性度的下变频混频器，其应用于宽带接收机中，实现信号的下变频。其射频和本振带宽频率覆盖范围从兆赫兹(MHz)覆盖到吉赫兹(GHz)。
为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型作进一步的详细说明，本实用新型的示意性实施方式及其说明仅用于解释本实用新型，并不作为对本实用新型的限定。
在以下描述中，为了提供对本实用新型的透彻理解阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本实用新型。在其他实例中，为了避免混淆本实用新型，未具体描述公知的结构、电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本实用新型至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
【实施例1】
如图2所示，本实用新型一种超宽带分布式混频器包括第一射频信号传输电路、用于传输本振信号的本振传输线、第一偏置电路和第二偏置电路，所述第一射频信号传输电路包括第一晶体管组和用于传输射频信号的第一射频传输线，所述第一晶体管组包括n个晶体管M1、M2、…、Mn，n为不小于2的整数，第一晶体管组中每个晶体管的栅极连接第一射频传输线，源极连接本振传输线，而漏极接地。在第一射频传输线和本振信号传输线上，每个晶体管与第一射频传输线的连接点前后均设有电感，每个晶体管与本振传输线的连接点前后均设有电感。具体地：第一射频传输线上依次串联有电感L11、L12、…、L1m；电感L11作为第一射频传输线的输入端；本振传输线上依次串联有电感L21、L22、…、L2m；m＝n+1；电感L21作为本振传输线的输入端；这样晶体管Mj的源极前端连接电感L2j，后端连接电感L2q，q＝j+1；j＝1,2，…，n；晶体管Mj的栅极前端连接电感L1j，后端连接电感L1q，q＝j+1；j＝1,2，…，n。上述各晶体管的栅极和漏极之间的寄生电容与第一射频传输线上的电感L1i，i＝1,2，…，m构建形成一条传输射频信号的人工传输线，各晶体管的漏极和源极之间的寄生电容与本振传输线上的电感L2i，i＝1,2，…，m构成传输本振信号的人工传输线。人工传输线的构建方法为本领域技术人员所公知的方法和结构，本实施例中不再赘述。
电感L21通过一个电容C3耦合接入本振信号且与第二偏置电路相连，所述第二偏置电路包括电阻R1，电阻R1一端接入源极电压Vs，另一端连接在电感L21与电容C3之间。电感L11通过一个电容C1接入射频信号，所述第一偏置电路包括电阻R2，电阻R2一端连接在电感L11前端或者电感L11后端，前述电感L11后端指电感L11的与电感L12连接的一端，电感L11的另一端则为前端，电阻R2另一端接入栅极电压Vg。偏置电路用于给晶体管提供偏置电压，确保晶体管偏置在需要的工作状态。
所述本振信号传输线的输出端还连接有中频滤波器，所述中频滤波器包括电容C4，电容C4一端连接本振信号传输线输出端(电感L2m后端)，另一端接地。本实施例中，中频滤波器由一个并联到地的电容C4实现，提高了射频和本振端口到中频之间的隔离度。
所述晶体管采用MOS管，特别的为NMOS，在其他实施方式中也可以采用PMOS、pHEMT或HEMT等晶体管。本实施例中的电感可以但不限于采用微带线、集中元件的电感。
第一射频信号传输线的电感L1m后端依次还连接有电容C5和电阻RG1，电阻RG1一端连接电容C5，另一端接地。
本实施例中，通过在晶体管间引入一些电感L，对于射频信号传输的传输线，利用晶体管的栅极和漏极之间的寄生电容构建人工传输线，实现了超宽带混频器，超宽带混频器的射频和本振带宽频率覆盖范围从兆赫兹(MHz)覆盖到吉赫兹(GHz)，可以实现接近晶体管特征频率的射频带宽。本实施例中提出的电路结构用于CMOS或者GaAs工艺中的集成电路设计时，可以广泛的应用于高速率数据通信、可重构软件无线电和宽带电磁频谱监测等系统中。
上述电感L11、L1m的值相等，其余电感的电感值相等，L11、L1m的电感值均为其他电感的一般。
【实施例2】
本实施例提供一种超宽带分布式混频器的具体电路结构，其为实施例1中的超宽带分布式混频器在n取3时、m取4时的结构。
如图4所示，超宽带分布式混频器包括：第一射频传输线、本振传输线、3个晶体管M1、M2、M3，第一射频传输线包括依次串联的电感L11、L12、L13、L14，本振传输线包括依次串联的电感L21、L22、L23、L24，电容C3、电容C1、电阻R1、电容C4、电容C5、电阻R2、电阻RG1。电感L11作为第一射频传输线的输入端，其一端通过电容C1接入射频信号RF；电感L21作为本振传输线的输入端，其一端通过电容C3接入本振信号LO；晶体管M1的栅极连接电感L11的另一端和电感L12的一端，源极连接电感L21的另一端和电感L22的一端，漏极接地；晶体管M2的栅极连接电感L12的另一端和电感L13的一端，源极连接电感L22的另一端和电感L23的一端，漏极接地；晶体管M3的栅极连接电感L13的另一端和电感L14的一端，源极连接电感L23的另一端和电感L24的一端，漏极接地；电阻R1一端连接电感L21的一端，另一端接入源极电压Vs；电阻R2一端连接电感L11的另一端，另一端接入栅极电压Vg；电感L24的另一端输出经混频器变频后的中频信号IF；电容C4一端连接电感L24的另一端，另一端接地；电容C5一端连接电感L14的另一端，另一端通过电阻RG1接地。
3个晶体管M1、M2、M3各自的栅极与漏极之间的寄生电容与电感L11、L12、L13、L14构建了传输射频信号的人工传输线，3个晶体管M1、M2、M3各自的漏极和源极之间寄生电容和电感L21、L22、L23、L24构建了传输本振信号的人工传输线。
经验证，采用特征频率fT接近90GHz的GaAs pHEMT工艺实施的本实施例中的超宽带分布式混频器，其射频端口和本振端口的回波损耗如图5所示，其在中频频率＝100MHz和本振功率＝15dBm时变频损耗随射频频率的变化如图6所示。前述的射频端口为电容C1接入射频信号的一端，本振端口为电容C3接入射频信号的一端，此外电感L24的另一端为中频端口。
由图5可知，本实施例中的分布式混频器电路，其射频和本振回波损耗在DC到100GHz的频率范围内均优于-8dB，带宽近似达到了晶体管的特征频率；由图6可知本实施例中的分布式混频器电路在中频频率为100MHz和本振功率为15dBm时，变频损耗在射频频率从0.2GHz到80GHz的频率范围内均优于10dB。
【实施例3】
本实施例提供一种超宽带分布式混频器的具体电路结构，其为实施例1中的超宽带分布式混频器在n取2时、m取3时的结构。
如图7所示，超宽带分布式混频器包括：第一射频传输线、本振传输线、2个晶体管M1、M2，第一射频传输线包括依次串联的电感L11、L12、L13，本振传输线包括依次串联的电感L21、L22、L23，电容C3、电容C1、电阻R1、电阻R2、电容C4、电容C5、电阻RG1。
电感L11作为第一射频传输线的输入端，其一端通过电容C1接入射频信号RF；电感L21作为本振传输线的输入端，其一端通过电容C3接入本振信号LO；晶体管M1的栅极连接电感L11的另一端和电感L12的一端，源极连接电感L21的另一端和电感L22的一端，漏极接地；晶体管M2的栅极连接电感L12的另一端和电感L13的一端，源极连接电感L22的另一端和电感L23的一端，漏极接地；电阻R1一端连接电感L21的一端，另一端接入源极电压Vs；电阻R2一端连接电感L11的另一端，另一端接入栅极电压Vg；电感L23的另一端输出经混频器变频后的中频信号IF；电容C4一端连接电感L23的另一端，另一端接地；电容C5一端连接电感L13的另一端，另一端通过电阻RG1接地。
晶体管M1的栅极与漏极之间的寄生电容、晶体管M2的栅极与漏极之间的寄生电容与电感L11、L12、L13构建了传输射频信号的人工传输线；晶体管M1的漏极和源极之间寄生电容、晶体管M2的漏极和源极之间寄生电容和电感L21、L22、L23构建了传输本振信号的人工传输线。
本实施案例中采用的工艺与实施例2不同，本实施例中采用的工艺是GaAs增强型pHEMT工艺，并设置2个混频单元，每个晶体管及与其相连的电感构成一个混频单元。经验证，本实施例中的分布式混频器的射频端口和本振端口的回波损耗如图8所示；在中频频率＝100MHz和本振功率＝15dBm时变频损耗随射频频率的变化如图9所示；在射频频率＝20GHz、本振频率＝19.9GHz和本振功率＝15dBm时的变频损耗随着射频输入功率的变化如图10所示。前述的射频端口为电容C1接入射频信号的一端，本振端口为电容C3接入射频信号的一端，此外电感L23的另一端为中频端口。
由图8可知，本实施例中的分布式混频器的射频和本振回波损耗在DC到50GHz的频率范围内均优于-10dB；由图9可知，本实施例中的分布式混频器在中频频率＝100MHz和本振功率＝15dBm时，变频损耗在射频频率从0.2GHz到45GHz的频率范围内均优于10dB；由图10可知，本实施例中的分布式混频器在射频频率＝20GHz、本振频率＝19.9GHz和本振功率＝15dBm时的输入1-dB增益压缩功率为1dBm。
【实施例4】
由于混频器位于低噪声放大器的后端，直接处理经过低噪声放大器放大后的信号，因此，需要较高的线性度，传统的分布式混频器一般都通过增大电路中的晶体管的方式来解决高线性度的问题，但是较大的晶体管尺寸，对应的寄生电容Cgs也较大，造成混频器带宽的恶化。此外，一般分布式混频器的输入1-dB功率(IP1dB)都相对较低，为了实现较高的IP1dB，传统的解决方法是增加晶体管的尺寸，而增加晶体管的尺寸带来的后果是：晶体管的寄生电容(包括栅极到源极的寄生电容、漏极到源极的寄生电容)也随着尺寸的增加而增大，进而造成带宽的恶化。即传统的分布式混频器在带宽和线性度两个指标之间存在矛盾的关系。为了解决这个问题，本申请的发明人还提出了以下的带宽和线性度均优于传统的分布式混频器的高线性度超宽带分布式混频器。
如图3所示，一种超宽带分布式混频器，包括第一射频信号传输电路、第二射频信号传输电路、用于传输本振信号的本振传输线、输入匹配电路、第一偏置电路和第二偏置电路。
所述第一射频信号传输电路包括第一晶体管组和用于传输射频信号的第一射频传输线，所述第一晶体管组包括n个晶体管M11、M12、…、M1n，n为不小于2的整数，第一晶体管组中每个晶体管的栅极连接第一射频传输线、源极连接本振传输线、漏极接地，且在第一射频传输线和本振传输线上，在第一射频传输线和本振信号传输线上，第一晶体管组中每个晶体管与第一射频传输线的连接点前后均设有电感，第一晶体管组中每个晶体管与本振传输线的连接点前后均设有电感。具体地：第一射频传输线上依次串联有电感L1i，i＝1,2，…，m；m＝n+1；电感L11作为第一射频传输线的输入端；本振传输线上依次串联有电感L2i，i＝1,2，…，m；m＝n+1；电感L21作为本振传输线的输入端；这样晶体管M1j的源极前端连接电感L2j，后端连接电感L2q，q＝j+1；j＝1,2，…，n；晶体管M1j的栅极前端连接电感L1j，后端连接电感L1q，q＝j+1；j＝1,2，…，n。
晶体管M11、M12、…、M1n的栅极与漏极之间的寄生电容与电感L1i(i＝1,2，…，m)构建了一条传输射频信号的人工传输线(图3中的射频传输线Ⅰ)，晶体管M11、M12、…、M1n的漏极和源极之间寄生电容和电感L2i(i＝1,2，…，m)构建成传输本振信号的人工传输线(图3中的本振传输线Ⅰ)。
所述第二射频信号传输电路与第一射频信号传输电路结构相同且共用本振传输线，第二射频信号传输电路与第一射频信号传输电路还关于本振传输线对称。具体地，所述第二射频信号传输电路包括第二晶体管组和用于传输射频信号的第二射频传输线，所述第二晶体管组包括n个晶体管M21、M22、…、M2n，n为不小于2的整数，第二晶体管组中每个晶体管的源极连接本振传输线、漏极接地、栅极连接第二射频传输线，且在第二射频传输线和本振传输线上，在第二射频传输线和本振信号传输线上，第二晶体管组中每个晶体管与第二射频传输线的连接点前后均设有电感，第二晶体管组中每个晶体管与本振传输线的连接点与第一晶体管组中每个晶体管与本振传输线的连接点相同。更具体的，第二射频传输线上依次串联有电感L3i，i＝1,2，…，m；m＝n+1；电感L31作为第二射频传输线的输入端；这样晶体管M2j的源极前端连接电感L2j，后端连接电感L2q，q＝j+1；j＝1,2，…，n；晶体管M2j的栅极前端连接电感L3j，后端连接电感L3q，q＝j+1；j＝1,2，…，n。上述晶体管M21、M22、…、M2n的栅极与漏极之间的寄生电容与电感L1i(i＝1,2，…，m)构建出另外一条传输射频信号的人工传输线(图3中的射频传输线Ⅱ)。
电感L21通过一个电容C3耦合接入本振信号且与第二偏置电路相连，所述第二偏置电路包括电阻R1，电阻R1一端接入源极电压Vs，另一端连接在电感L21与电容C3之间。电感L11和电感L31均通过输入匹配电路接入射频信号，所述输入匹配电路的输入端接入射频信号，输入匹配电路的输出端同时连接电感L11和电感L31，具体地，输入匹配电路包括电容C1、电容C2和电感L1；电容C1一端接入射频信号，另一端连接电感L1的一端；电感L1的另一端连接电容C2一端，电容C2的另一端接地；所述电感L1的另一端同时连接电感L11和电感L31，向第一射频传输线和第一射频传输线和第二射频信号传输线输出射频信号。
所述第一偏置电路包括电阻R2，电阻R2一端同时连接在电感L11和电感L31前端，另一端接入栅极电压Vg。偏置电路用于给晶体管提供偏置电压，确保晶体管偏置在需要的工作状态。电感L11和电感L31前端是指电感L11和电感L31与输入匹配电路相连的一端。
所述本振信号传输线输出端还连接有中频滤波器，所述中频滤波器包括电容C4，电容C4一端连接本振信号传输线输出端(电感L2m后端)，另一端接地。
第一射频信号传输线的电感L1m后端依次还连接有电容C5和电阻RG1，电阻RG1一端连接电容C5，另一端接地。
第二射频信号传输线的电感L3m后端依次还连接有电容C6和电阻RG2，电阻RG2一端连接电容C6，另一端接地。
所述晶体管采用MOS管，特别的为NMOS。所述第二晶体管组中的晶体管和第一晶体管组中的晶体管尺寸相同且布置方式关于本振传输线对称。本实施案例中的电感可以用集总电感元件或者采用微带线实现。
本实施例中，3条人工传输线(传输射频信号的射频传输线I、传输射频信号的射频传输线II、传输本振信号的本振传输线传输线)、射频输出的中频滤波器和2个偏置电路形成了一个互补结构的高线性度超宽带分布式混频器，该混频器的晶体管对称排布，晶体管的栅极与射频传输线连接，漏极接地；两个射频信号传输电路利用各自对应的晶体管的栅极和漏极之间的寄生电容构建人工传输线传输射频信号，且射频传输线I和射频传输线II同时传输相同的射频信号。由于晶体管的栅极与漏极之间的寄生电容Cgd远小于栅极与源极之间的寄生电容Cgs，因此，采用这一构建人工传输线的方法可以实现比传统的分布式混频器更宽的带宽。本振人工传输线利用晶体管的源极和漏极之间的寄生电容构建，确保了很宽的本振带宽。此外，采用两条射频传输线I和II进行射频信号的传输，单从线性度的角度来说，等效于传统的分布式混频器中将晶体管的尺寸增大一倍，但是射频带宽却保持不变，最终确保了在不恶化射频带宽的前提下，提升混频器的线性度。
本实施例中，输入匹配电路用于给第一射频信号传输电路和第二射频信号传输电路提供射频信号，在超宽带分布式混频器电路的射频输入端中包含一个电容、一端与电容串联的电感、两端分别与电感和地连接的电容构成的输入匹配网络，确保射频输入端具有良好的匹配。
【实施例5】
本实施例提供一种超宽带分布式混频器的具体电路结构，其为实施例4中的超宽带分布式混频器在n取2时、m取3时的结构。
如图11所示，该超宽带分布式混频器包括：4个晶体管M11、M12、M13、M14，依次串联的电感L11、L12、L13，依次串联的电感L21、L22、L23，依次串联的电感L31、L32、L33，电容C3、电容C1、电容C4、电容C2、电容C5、电容C6、电阻R1、电阻R2、电阻RG1、电阻RG2、和电感L1。这些器件构成了互补结构的高线性度超宽带分布式混频器，其具体连接方式如下：
电容C1一端接入射频信号RF，另一端连接电感L1的一端；电感L1的另一端连接电容C2一端，电容C2的另一端接地；所述电感L1的另一端同时连接电感L11和电感L31，同时向第一射频传输线和第二射频传输线输出同一个射频信号。电容C1、电容C2和电感L1构成输入匹配电路；
电感L11作为第一射频传输线的输入端，其一端通过输入匹配电路接入射频信号；电感L31作为第二射频传输线的输入端，其一端输入匹配电路接入射频信号；电感L21作为本振传输线的输入端，其一端通过电容C3接入本振信号LO；
晶体管M11的栅极连接电感L11的另一端和电感L12的一端，源极连接电感L21的另一端和电感L22的一端，漏极接地；晶体管M12的栅极连接电感L12的另一端和电感L13的一端，源极连接电感L22的另一端和电感L23的一端，漏极接地；晶体管M31的栅极连接电感L31的另一端和电感L32的一端，源极连接电感L21的另一端和电感L22的一端，漏极接地；晶体管M32的栅极连接电感L32的另一端和电感L33的一端，源极连接电感L22的另一端和电感L23的一端，漏极接地。电容C5一端连接电感L13的另一端，另一端通过电阻RG1接地。电容C6一端连接电感L33的另一端，另一端通过电阻RG2接地。电感L23的另一端输出经混频器变频后的中频信号IF；
电容C4为滤波电容，用于对输出的中频信号进行滤波，其一端连接电感L23的另一端，另一端接地；电阻R1为本振传输线的偏置电阻，其一端连接电感L21的一端，另一端接入源极电压Vs。电阻R2为第一射频传输线和第二射频传输线的偏置电阻，其一端连接电感L11的一端，另一端接入栅极电压Vg。
本实施例中，晶体管M11的栅极与漏极之间的寄生电容、晶体管M12的栅极与漏极之间的寄生电容与电感L11、L12、L13构建了传输射频信号的人工传输线(射频传输线Ⅰ)；晶体管M31的栅极与漏极之间的寄生电容、晶体管M32的栅极与漏极之间的寄生电容与电感L31、L32、L33构建了传输射频信号的人工传输线(射频传输线II)；晶体管M21的漏极和源极之间寄生电容、晶体管M22的漏极和源极之间寄生电容和电感L21、L22、L23构建了传输本振信号的人工传输线(本振传输线Ⅰ)。
本实施例中的超宽带分布式混频器采用GaAs增强型pHEMT工艺，其混频单元数目也为2(与实施例3一样)，其关于本振传输线对称的两个晶体管构成一个混频单元。本实施例的超宽带分布式混频器的射频和本振端口的回波损耗如图12所示，本实施例的超宽带分布式混频器在中频频率＝100MHz和本振功率＝15dBm时变频损耗随射频频率的变化如图13所示；本实施例的超宽带分布式混频器在射频频率＝20GHz、本振频率＝19.9GHz和本振功率＝15dBm时的变频损耗随着射频输入功率的变化如图14所示。前述的射频端口为电容C1接入射频信号的一端，本振端口为电容C3接入射频信号的一端；此外电感L23的另一端为中频端口，输出中频信号。
由图12可知，本实施例中的采用互补结构的高线性度超宽带分布式混频器的射频和本振端口的回波损耗在DC到50GHz频率范围内均优于5dB；由图13可知，本实施例中的互补结构的高线性度超宽带分布式混频器电路在中频频率＝100MHz和本振功率＝15dBm时，变频损耗在射频频率从0.2GHz到45GHz的频率范围内均优于10dB；由图14可知，本实施例中的互补结构的高线性度超宽带分布式混频器电路，在射频频率＝20GHz、本振频率＝19.9GHz和本振功率＝15dBm时的输入1-dB增益压缩功率为6dBm，比实施例3高5dBm(实施案例3中的超宽带混频器的电路的输入1-dB增益压缩功率为1dBm)，而带宽与实施例3几乎相同，即实现了较高的IP1dB，但不对带宽造成影响，可知，同实施例3相比，本实施例中虽然增加了晶体管个数以及混频器电路的尺寸，但是对其带宽没有任何影响，从而同时实现了较宽的带宽和较高的IP1dB取值，解决了带宽和IP1dB的矛盾，提高了线性度。
因此，本实施例中的高线性度超宽带分布式混频器在保持射频带宽不变的前提下实现了更高的线性度。
本实施例中，电容C1、电容C3、电容C5、电容C6为隔直电容，起直流信号隔离作用。电容C3、电容C5、电容C6用于保证晶体管偏置在想要的偏置状态。为了跟其它电路模块级联使用的时候，C1是混频器避免其它模块电路的直流信号影响混频器的晶体管的偏置状态引入的。
需要说明的是，上述实施例中，提到了混频器电路实施所采用的工艺，但是本申请并不仅限于上述工艺，基于其他工艺，包括但不限于基于GaAs pHEMT工艺、CMOS和BiCMOS，采用本实用新型公开的电路结构单元实现的混频器电路同样落于本申请所附权利要求书的保护范围。
本申请中所使用的输入匹配电路、偏置电路、中频滤波器均为本申请的优选实施方式，这些电路也可以采用本领域常用的其他实现方式实施，本实施例中不再赘述。
以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。