一种零中频波形发生系统的直流偏置校准装置及方法与流程

本发明涉及信号处理技术领域，具体的说是一种零中频波形发生系统的直流偏置校准装置及方法。

背景技术：

现代数字信号系统中，波形发生装置广泛采用零中频结构.零中频结构波形发生装置包含数据处理单元、存储器、dac及模拟信号通路。数据处理单元的主控制部分用于控制数字波形数据的生成、储存和读取。存储器用于在主控制部分的控制下，储存数字波形数据。dac用于在主控制部分的控制下，将数字波形数据转换为i、q两路正交模拟信号并输出至混频器，并在混频器处与来自微波源的微波信号混频，将测控波形频率搬移到测控所需的频率。

因器件特性限制、电路布局不合理等原因，波形发生系统的i、q路输出信号可能包含直流偏置，并进一步在混频时引起本振泄露，使量子测控保真度降低。因此有必要对直流偏置进行校准和抑制。传统抑制直流偏置的方法为了尽可能精确测量输出波形幅度，通常尽可能采用量化位数较高的ad转换器，增加了成本。

技术实现要素：

本发明针对目前技术发展的需求和不足之处，提供一种零中频波形发生系统的直流偏置校准装置及方法。

首先，本发明提供一种零中频波形发生系统的直流偏置校准装置，解决上述技术问题采用的技术方案如下：

一种零中频波形发生系统的直流偏置校准装置，其包括测量模块、反馈模块、处理模块和补偿模块；

测量模块用于测量零中频波形发生系统输出的波形信号；

反馈模块连接测量模块，用于将测量结果反馈至零中频波形发生系统的数据处理单元；

处理模块连接反馈模块，处理模块部署在零中频波形发生系统的数据处理单元中，用于处理测量数据，进而得到直流偏置补偿量；

补偿模块连接反馈模块，补偿模块部署在零中频波形发生系统的数据处理单元中，用于根据直流偏置补偿量校准输出波形信号。

具体的，所涉及测量模块用于测量零中频波形发生系统输出波形信号的电压幅值，并将测量结果量化为数字数据，其量化位数远小于零中频波形发生系统输出通道上dac的位数。

优选的，所涉及测量模块的量化位数可以是1位ad转换器，或1位比较器。

更具体的，所涉及处理模块部署在波形发生系统数据处理单元中的逻辑模块及相应存储器，用于记录测得波形信号的电压幅值，并记录波形信号的某一特定幅值发出和接收时刻，进而利用电压和时刻值计算出直流偏置补偿量。

更具体的，所涉及补偿模块部署在波形发生系统数据处理单元中的逻辑模块及相应存储器，用于根据直流偏置补偿量对存储的测控波形进行预补偿；

进行预补偿时，可以是在数据处理单元读取波形存储器中存储的原始测控波形后，补偿模块向其添加补偿量并生成实际测控波形，也可以是将补偿量写入dac的直流偏置补偿量寄存器，还可以是前述两种方式的结合。

在上述直流偏置校准的基础上，本发明还提供一种零中频波形发生系统的直流偏置校准方法，其实现过程包括：

1)环路延时测量与计算；

2)直流偏置测量与计算；

3)根据步骤1)、步骤2)的计算结果得到直流偏置补偿。

可选的，执行步骤1)的具体操作包括：

1.1)处理模块控制波形发生系统输出方波波形，并记录上升沿或下降沿发出时间t0；

1.2)测量模块测量波形发生系统输出波形电压，生成测量数据，并通过反馈模块将测量数据反馈到处理模块；

1.3)处理模块根据测量数据，记录接收到上升沿或下降沿的时间t1；

1.4)处理模块记录环路时延δt＝t1-t0。

可选的，执行步骤2)的具体操作包括：

2.1)处理模块控制波形发生系统输出线性波形w(t)＝kt+a，并记录斜率k，斜率k的单位为伏/秒；

2.2)选定感兴趣电压vh，并记录vh发出时间t2；

2.3)测量模块测量波形发生系统输出波形电压，生成测量数据，并通过反馈模块将测量数据反馈到处理模块；

2.4)处理模块根据测量数据，记录接收到vh的时间t3；

2.5)记录信号时延τ＝t3-t2；

2.6)处理模块计算直流偏置d＝k(δt-τ)。

可选的，执行步骤3)时：

补偿量c＝-d，补偿模块对波形生成系统存储的波形s0(t)进行预补偿，实际输出波形s(t)＝s0(t)+c；

进行预补偿时，可以是在数据处理单元读取波形存储器中存储的原始测控波形后，补偿模块向其添加补偿量c并生成实际测控波形，也可以是将补偿量c写入dac的直流偏置补偿量寄存器，还可以是前述两种方式的结合。

优选的，处理模块计算直流偏置时，可以对d进行多次测量，并以多次测量结果的算术平均值作为最终的直流偏置量。

本发明的一种零中频波形发生系统的直流偏置校准装置及方法，与现有技术相比具有的有益效果是：

1)本发明基于测量模块、反馈模块、处理模块和补偿模块分别对零中频波形发生系统的i、q支路信号进行测量、反馈、处理和补偿，将对幅值的测量转换为对延时的测量，而对延时的测量可以借助波形生成系统的既有硬件实现，从而完成了直流偏置的校准，提高了经济性；

2)本发明尤其适用于超导量子计算零中频波形发生系统。

附图说明

附图1是本发明实施例一的框架结构图；

附图2是本发明实施例二的流程框图；

附图3是本发明实施例二进行校准时dac翻转电压vh示意图；

附图4是本发明实施例二进行校准时比较器翻转电压vh示意图；

附图5是本发明实施例二进行环路时延测量原理图；

附图6是本发明实施例二进行直流偏置测量原理图。

附图中各标号信息表示：

1、测量模块，2、反馈模块，3、处理模块，4、补偿模块。

具体实施方式

为使本发明的技术方案、解决的技术问题和技术效果更加清楚明白，以下结合具体实施例，对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

实施例一：

结合附图1，本实施例提出一种零中频波形发生系统的直流偏置校准装置，其包括测量模块1、反馈模块2、处理模块3和补偿模块4，分别对i、q支路信号进行测量、反馈、处理和补偿。

所涉及测量模块1用于测量零中频波形发生系统输出波形信号的电压幅值，并将测量结果量化为数字数据，其量化位数远小于零中频波形发生系统输出通道上dac的位数。具体实施时，测量模块1的量化位数可以是1位ad转换器，或1位比较器。

反馈模块2连接测量模块1，用于将测量结果反馈至零中频波形发生系统的数据处理单元。

处理模块3连接反馈模块2，处理模块3部署在零中频波形发生系统的数据处理单元中的逻辑模块及相应存储器，用于记录测得波形信号的电压幅值，并记录波形信号的某一特定幅值发出和接收时刻，进而利用电压和时刻值计算出直流偏置补偿量。

补偿模块4连接反馈模块2，补偿模块4部署在零中频波形发生系统的数据处理单元中的逻辑模块及相应存储器，用于根据直流偏置补偿量对存储的测控波形进行预补偿。进行预补偿时，可以是在数据处理单元读取波形存储器中存储的原始测控波形后，补偿模块4向其添加补偿量并生成实际测控波形，也可以是将补偿量写入dac的直流偏置补偿量寄存器，还可以是前述两种方式的结合。

结合附图1，本实施例实际工作时，补偿模块4可以将补偿量传递到波形发生系统数据处理单元的波形生成模块，也可以将补偿量传递到dac的直流偏置补偿寄存器。假设i、q支路的直流偏置分别表示为di，dq，且满足di＝dq+δd，即分为共模部分dq和差模部分δd。则补偿模块4通过将补偿量传递到波形发射系统数据处理单元的波形生成模块，主要补偿共模部分dq；另一方面，补偿模块4通过将补偿量传递到dac的直流偏置补偿寄存器，主要补偿差模部分δd。

实施例二：

基于实施例一的直流偏置校准装置，结合附图2，本实施例提供一种零中频波形发生系统的直流偏置校准方法，其实现过程包括：

1)环路延时测量与计算：

1.1)处理模块3控制波形发生系统输出方波波形，并记录上升沿或下降沿发出时间t0；

1.2)测量模块1测量波形发生系统输出波形电压，生成测量数据，并通过反馈模块2将测量数据反馈到处理模块3；

1.3)处理模块3根据测量数据，记录接收到上升沿或下降沿的时间t1；

1.4)处理模块3记录环路时延δt＝t1-t0。

2)直流偏置测量与计算：

2.1)处理模块3控制波形发生系统输出线性波形w(t)＝kt+a，并记录斜率k，斜率k的单位为伏/秒；

2.2)选定感兴趣电压vh，并记录vh发出时间t2；

2.3)测量模块1测量波形发生系统输出波形电压，生成测量数据，并通过反馈模块2将测量数据反馈到处理模块3；

2.4)处理模块3根据测量数据，记录接收到vh的时间t3；

2.5)记录信号时延τ＝t3-t2；

2.6)处理模块3计算直流偏置d＝k(δt-τ)。

3)根据步骤1)、步骤2)的计算结果得到直流偏置补偿：

补偿量c＝-d，补偿模块4对波形生成系统存储的波形s0(t)进行预补偿，实际输出波形s(t)＝s0(t)+c；

进行预补偿时，可以是在数据处理单元读取波形存储器中存储的原始测控波形后，补偿模块4向其添加补偿量c并生成实际测控波形，也可以是将补偿量c写入dac的直流偏置补偿量寄存器，还可以是前述两种方式的结合。

在本实施例中，处理模块3计算直流偏置时，可以对d进行多次测量，并以多次测量结果的算术平均值作为最终的直流偏置量。

本实施例实际校准过程中，当波形发生器输出端和实施例一的校准装置构成的反馈回路对信号有放大、衰减效应时，adc/比较器的翻转电压vh应通过在线测量得到，而不应依赖器件手册提供的vh值。

此时，

ⅰ)环路时延测量原理如附图5所示，发射的方波高电平高于vh，低电平低于vh。假定以上升沿为例，当上升沿在t1时刻被测量模块1接收，测量模块1的输出将发生变化，若已知上升沿发出时间t0，则可得环路时延δt＝t1-t0。

ii)直流偏置测量原理如附图6所示。以直流偏置为正值为例，发送波形w(t)＝kt+a，假设斜率k＝tanθ为正值，其中θ为斜率角。当不存在直流偏置时，利用反馈模块2测量得到vh由发出到接收的延时τ应等于环路延时δt；当存在直流偏置时，实际接收到的波形r(t)被直流偏置抬高，接收到vh的时刻相比无直流偏置时将提前，即τ＜δt，根据三角函数关系：v1＝δttanθ＝δt×k，v0＝τtanθ＝τk，可得d＝v1-v0＝k(δt-τ)。

需要补充的是，在本实施例校准过程中，

a)若使用adc作为测量模块1，典型adc输出特性如附图3所示，翻转电压vh是指使adc输出编码发生变化的某一输入模拟电压值；

b)若使用比较器作为测量模块1，典型比较器输出特性如附图4所示，翻转电压是指使比较器输出电压发生变化的某一输入电压值。

基于本实施例的上述陈述，可以得知，通过生成线性波形w(t)＝kt+a，当采用位数较少的ad转换器，甚至采用1位ad转换器/比较器进行测量时，不可能精确得到波形幅值，但在零中频波形发生系统工作时钟(假设零中频波形发生系统工作时钟足够精确且频率足够高)参考下，仍可得知输出波形幅值达到ad转换器/比较器翻转电压vh的时刻。当不存在直流偏置时，利用反馈模块2测量得到vh由发出到接收的延时τ应等于环路延时δt；当存在直流偏置时，实际接收到的波形被直流偏置抬高或降低，接收到vh的时刻相比无直流偏置时将提前或延后，即τ≠δt。通过得到τ与δt的差值，结合关于k的先验知识，即可反推得到直流偏置。

所以，实施例一和实施例二实际上是将对幅值的测量转换为对延时的测量，而对延时的测量可以借助波形生成系统的既有硬件实现，从而完成了直流偏置的校准，提高了经济性。