音频调制方法与流程

本申请涉及信号调制技术领域，具体涉及一种音频调制方法。

背景技术：

d类音频放大器是一种常用的用于放大音频信号的高效放大器，在使用d类放大器的系统中，模拟输入信号被转换成具有不同脉冲宽度的一系列脉冲调制信号，以驱动音频扬声器。

现有的d类音频放大器通常具有两个输出端，分别连接至负载的正负极，所述输出端与负载的正负极之间通常连接至lc滤波结构或开关控制电路。无论是静态还是动态工作状态下,输出信号在lc滤波结构或开关控制电路上均会造成较大的功耗。

随着智能手机等便携设备对于音频播放的使用频率越来越高，如何降低静态状态下以及音频播放时d类音频放大器的功耗，提高设备的电量的可用时间，是目前亟待解决的问题。

技术实现要素：

鉴于此，本申请提供一种音频调制方法，以解决现有的音频放大器的功耗较大的问题。

本申请提供的一种音频调制方法，包括：对两路音频模拟信号进行运算放大，输出第一放大信号和第二放大信号，所述第一放大信号和所述第二放大信号为一对电平值关于共模基准电压对称的差分信号；根据所述第一放大信号和第二放大信号对所述共模基准电压进行动态调整。

可选的，还包括：将所述第一放大信号与调制信号进行比较，输出第一脉冲宽度调制信号；将第二放大信号与调制信号进行比较，输出第二脉冲宽度调制信号。

可选的，根据所述第一放大信号和第二放大信号对所述共模基准电压进行动态调整的方法包括：将所述第一放大信号、第二放大信号与第一参考电压vh、第二参考电压vl比较；根据比较结果，在预设共模基准电压vc基础上，调整输出的共模基准电压；其中，所述第一参考电压vh大于所述第二参考电压vl，且vh+vl＝2vc。

可选的，根据比较结果，在预设共模基准电压vc基础上，调整输出的共模基准电压的方法包括：提供一电阻，使电阻一端的电压等于预设共模基准电压vc，获取电阻另一端的电压信号作为共模基准电压；根据所述比较结果，调整流经所述电阻的偏置电流大小，从而调整输出的共模基准电压。

可选的，当所述偏置电流自所述共模基准电压端流向所述预设共模基准电压端时，vcom2＝vc+i*r1；或者，当所述偏置电流自所述预设共模基准电压端流向所述共模基准电压端时，vcom2＝vc-i*r1；其中vcom2为共模基准电压，i为所述偏置电流，r1为所述电阻。

可选的，根据比较结果，在预设共模基准电压vc基础上，调整输出的共模基准电压的方法进一步包括：所述第一放大信号和所述第二放大信号位于第一参考电压vh至第二参考电压vl范围内时，控制所述共模基准电压等于所述预设共模基准电压vc；所述第一放大信号和第二放大信号位于所述第一参考电压vh至第二参考电压vl范围外时，控制所述共模基准电压跟随所述第一放大信号的变化方向在所述预设共模基准电压vc的基础上同向或反向变化。

可选的，还包括：当所述两路音频模拟信号为0时，根据所述预设共模基准电压vc对所述两路音频模拟信号进行处理，使得所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号的占空比小于50％。

可选的，还包括：所述第一放大信号和第二放大信号位于所述第一参考电压vh至第二参考电压vl范围外时，所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号中，仅有一个脉宽调制信号具有脉冲图形，而另一脉宽调制信号为持续高/低电平。

可选的，还包括：至少对所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号进行功率放大。

可选的，所述调制信号为三角波、锯齿波或正弦半波。

可选的，所述调制信号的最低电平值范围为0～0.3vdd，最高电平值范围为0.7vdd～vdd，其中vdd为电源电压。

可选的，所述两路音频模拟信号为差分信号。

本发明的音频调制方法根据一对电平值关于共模基准电压对称的第一放大信号和第二放大信号的反馈，对共模基准电压进行动态调整，使得所述第一放大信号和第二放大信号整体跟随所述共模基准电压的变化方向同向变化，从而在后续通过调制信号对所述差分信号进行调制时，能够动态调整调制后输出的脉宽调制信号的占空比、脉宽以及调制模式，从而可以根据需要，在不同信号阶段，调整信号调制的模式，以便使得整个调制过程更符合不同阶段下对信号的调制要求。

进一步，在静态工作状态或小信号下，共模基准电压为vc，使得调制信号对积分器输出的放大信号进行双边调制，输出的共模基准电压等于预设共模基准电压，向负载两端输出的脉宽调制信号为低占空比信号，可以降低功耗、减少小信号下的底噪以及降低谐波失真度。在大信号下，输出的共模基准电压增大或减小，使得调制信号对放大信号进行单边调制，仅向负载一端输出具有脉冲波形的脉宽调制信号，另一端持续为高/低电平，能够降低负载端的lc滤波结构或开关控制电路的动态功耗。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1a为本发明一实施例的音频调制电路的结构示意图；

图1b为本发明一实施例的音频调制电路在静态工作状态下的内部信号的波形示意图；

图2a为本发明一实施例的音频调制电路的结构示意图；

图2b为本发明一实施例的音频调制电路在静态工作状态下的理想情况的内部信号的波形示意图；

图2c为本发明一实施例的音频调制电路在静态工作状态下的实际情况的内部信号的波形示意图；

图3为本发明一实施例的音频调制电路的结构示意图；

图4a为本发明一实施例的输出的脉宽调制信号的波形示意图；

图4b为本发明一实施例的音频调制电路的输出端与负载之间的连接结构示意图；

图4c为图4b中电路输出端不同占空比的驱动信号与对应的感应电流的示意图；

图5为本发明一实施例的对共模基准电压调整的波形示意图；

图6为本发明一实施例的音频调制电路的共模调制器的结构示意图；

图7为本发明一实施例的音频调制电路的共模调制器的结构示意图；

图8a和图8b为本发明一实施例的音频调制电路工作过程中的信号波形示意图；

图9为本发明一实施例的音频调制电路的共模调制器的结构示意图；

图10为本发明一实施例的音频调制电路的音频调制过程中的波形示意图；

图11为本发明一实施例的音频调制电路的结构示意图；

图12为本发明一实施例的音频调制电路的共模调制器的结构示意图；

图13a为本发明一实施例的音频调制电路中的运算放大器的结构示意图；

图13b为本发明一实施例的音频调制电路中的运算放大器的结构示意图；

图14为本发明一实施例的音频调制方法的流程示意图；

图15为本发明一实施例的对共模基准电压进行动态调整的流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而非全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。在不冲突的情况下，下述各个实施例及其技术特征可以相互组合。

请参考图1a，为本发明一个实施例的音频调制电路的结构示意图。

该实施例中，所述音频调制电路用于对一对差分信号进行处理，所述一对差分信号分别耦合至放大器amp1的输入端进行全差分放大，所述放大器amp1的两个输出端经过电阻r2耦合连接至运算放大器amp2的两个输入端。运算放大器amp2输出的一对差分信号分别通过比较器cmp1和比较器cmp2与一调制信号sramp进行调制，产生双边均被调制的脉宽调制信号din1、dip1，经由驱动模块12驱动后输出驱动信号vop和von，其中驱动信号vop用于施加在负载的正极，驱动信号von用于施加在负载的负极。

请参考图1b，为图1a所示的音频调制电路在静态工作状态下的信号波形图。

静态工作状态下，输入的信号为0，经过运算放大器amp2后输出信号为运算放大器amp2内部的共模基准电压，所述共模基准电压通常设置为0.5vdd，经过比较器cmp1和比较器cmp2，与幅度为0～vdd的三角波调制信号sramp进行比较后，输出的脉宽调制信号din1和dip1均为占空比为50％的脉冲信号。

由于在音频调制电路的负载两端，即喇叭的正负极，通常会连接有lc滤波结构或开关控制电路，当驱动信号vop、von分别连接至负载两端的lc滤波结构或开关控制电路时，会在lc滤波结构内产生静态电流，或造成开关控制电路的开关功耗，从而使得整个音频调制电路具有较大的静态功耗。

请参考图2a，为本发明另一实施例的音频调制电路结构图。

该实施例中，比较器cmp1、cmp2输出的脉宽调制信号din1和dip1经过半波调制模块11，进行半波调制后，输出半波调制信号din2和半波调制信号dip2。所述半波调制过程将脉宽调制信号din1和dip1进行半波调制，调制结果如下：如果din1＝vdd，dip1＝0，则din2＝vdd，dip2＝0；如果din1＝0，dip1＝vdd，则din2＝0，dip2＝vdd；如果din1＝0，dip1＝0，则din2＝0，dip2＝0；如果din1＝vdd，dip1＝vdd，则din2＝0，dip2＝0。

请参考图2b，为理想情况下，图2a的音频调制电路在静态工作状态下的信号波形示意图。

静态工作状态下，输入信号为0，半波调制信号din2和dip2均0，驱动信号vop和驱动信号von也为0，从而使得静态工作状态下，负载端的静态电流为0，降低静态功耗。

然而在实际情况下，请参考图2c，由于半波调制过程中仅有单边为高电平信号，对于信号时序有着严格的要求，此时由于传输线的版图布局和走线的延时不同，dip1和din1的边沿无法严格对齐，就容易导致半波调制信号din2和dinp2信号产生尖峰毛刺信号，最终导致驱动信号vop和von信号也出现毛刺。由于驱动信号vop和von出现毛刺的幅度和频率不同，使得负载上的电压vop-von不为0。当毛刺信号的频率小于20khz时，就落在音频的频带内，就会导致在静态工作时，出现底噪。并且在半波调制的情况下，由于半波调制过程丢失了另一边的信号，使得半波调制的信号的谐波失真度提高(thd)，造成信号失真，特别是在小信号情况下，这个问题更为突出。

上述实施例的音频调制电路中，对于音频信号均仅有一种调制模式，无法同时满足低功耗、避免信号失真以及降低底噪的要求。申请人基于上述实施例，进一步提出了新的方案，在降低音频调制电路的功耗的同时，能够减少信号失真，避免产生底噪。

请参考图3，为本发明一实施例的音频调制电路的结构示意图。

该实施例中，所述音频调制电路包括：共模调制器310。

所述共模调制器310用于输出共模基准电压vcom2，并且根据一对电平值关于共模基准电压vcom2对称的差分信号，对所述共模基准电压vcom2进行动态调整。

进一步地，所述共模调制器310用于通过输出的共模基准电压vcom2调整该对差分信号的共模电平值，再根据该对差分信号反馈调整所述共模基准电压vcom2。

该实施例中，所述音频调制电路还包括一积分器，所述积分器包括运算放大器320和连接所述运算放大器320输入与输出端之间的电容cf2，所述运算放大器320用于对输入的一对差分信号进行积分运算，并输出第一放大信号von2和第二放大信号vop2，所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2的电平值关于共模基准电压vcom2对称。所述运算放大器320在输入端和所述音频调制电路输出端之间形成一反馈环路结构，环路结构上连接有电阻rf2，以减少噪声失真。所述反馈环路结构可改善输出信号的品质，但并非必要。

所述共模调制器310用于根据所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2的电平值以及变化趋势，向所述运算放大器320输出动态调整的共模基准电压vcom2。

所述共模调制器310以及积分器属于积分放大模块300，积分放大模块300用于对输入的差分信号von1、vop1进行积分运算，并通过输出信号(第一放大信号von2和第二放大信号vop2)反馈进行共模调制，从而输出跟随共模基准电压vcom2变化的第一放大信号von2和第二放大信号vop2。

该实施例中，所述音频放大电路还包括第一比较器331和第二比较器332，所述第一比较器331用于将所述第一放大信号von2与调制信号sramp比较，输出第一脉宽调制信号von3。所述第二比较器332用于将所述第二放大信号vop2与调制信号sramp比较，输出第二脉宽调制信号vop3。

所述音频放大电路还包括驱动模块340，连接至所述第一比较器331和所述第二比较器332的输出端，至少用于对所述第一脉宽调制信号von3和所述第二脉宽调制信号vop3进行功率放大，将所述第一比较器331和所述第二比较器332的输出信号电平值放大至具有理想电平值的第一驱动信号vop和第二驱动信号von，以驱动后续的负载，向负载施加负载驱动信号vout＝vop-von。

所述音频调制电路还包括前级放大模块，包括放大器350，用于对输入的前级音频模拟信号，例如音频差分信号，进行差分放大，并输出两路音频模拟信号，例如一对差分信号von1和vop1，分别通过电阻r2耦合输入至所述积分放大模块300，进行积分运算后输出所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2。所述音频差分信号通过电容c1和电阻r1耦合输入至所述放大器350的输入端，所述放大器350的输出端与对应的输出端之间连接有电阻rf1，所述电阻rf1为可变电阻，通过调整所述电阻rf1的大小，可以调整所述放大器350的增益。在其他实施例中，所述音频差分信号也可以直接输入所述积分放大模块300进行积分运算放大。

所述调制信号sramp通常为具有一定频率的三角波，可以通过一波型发生器来产生特定频率和电平值的三角波作为调制信号。在其他实施例中，所述调制信号sramp还可以为锯齿波或者正弦半波等具有周期性上升和下降斜坡的波形信号，以对所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2进行脉宽调制。所述调制信号sramp的频率通常为400khz～800khz，远高于要调制的信号的频率。

该实施例中，所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2分别连接至所述第一比较器331和第二比较器332的正输入端，所述调制信号sramp连接至所述第一比较器331和第二比较器332的负输入端。在其他实施例中，也可以将所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2分别连接至所述第一比较器331和第二比较器332的负输入端，所述调制信号sramp连接至所述第一比较器331和第二比较器332的正输入端。

所述共模调制器310通过对所述共模基准电压vcom2进行动态调制，使得所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2的信号整体跟随所述共模基准电压vcom2的变化方向同向变化，从而与所述调制信号sramp进行比较时，能够动态调整输出的脉宽调制信号的占空比、调制模式等。

本实施例根据第一放大信号von2和第二放大信号vop2动态调整共模基准电压vcom2，能够动态调节脉宽调制信号的占空比，从而有效降低了音频放大器的功耗。

进一步的，在静态工作状态下，运算放大器320的输入信号为0。所述共模调制器310输出的共模基准电压vcom2等于预设共模基准电压vc，即vcom2＝vc，所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2均等于预设共模基准电压vc。通过设置合适的预设共模基准电压vc，能够通过调制信号sramp对所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2进行双边调制，在静态工作状态下，所述第一比较器331和第二比较器332输出相同的第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号vop3，进而使得输出的负载驱动信号vout＝vop-von＝0。其中，所述双边调制是指，对所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2均进行了脉宽调制，两个比较器均输出脉冲信号。

由于静态工作状态下，输出的是双边调制信号，减少了由于线路延迟可能导致的毛刺问题，并且，由于所述第一驱动信号vop和第二驱动信号von的脉冲高电平均大于0，即便产生信号毛刺，由于毛刺信号较弱，使得信号的信噪比较大，依旧可以改善底噪问题。并且，可以根据所述预设共模基准电压vc对输入至运算放大器320的两路音频模拟信号进行处理，进一步通过降低静态工作状态下的信号占空比，使得所述第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号vop3小于50％，在改善底噪的同时，降低静态工作状态下的功耗。

本发明的实施例中，可以通过调整预设共模基准电压vc的大小，对所述第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号vop3的占空比进行调整。较佳的，可以使得所述占空比小于50％，例如，可以为10％～30％。

请参考图4a，为一个实施例中，输出占空比为25％的第一脉宽调整信号von3和第二脉宽调制信号vop3的波形示意图。

该实施例中，调制信号sramp为电平范围为0～vdd的三角波，vc＝0.25vdd。调制信号sramp连接至所述第一比较器331和第二比较器332负极，当所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2位于所述调制信号sramp的三角波上方时，输出高电平。此时，静态工作状态下，von2＝vop2＝vc，所述第一脉宽调制信号von3和所述第二脉宽调制信号vop3的占空比为25％。

在其他实施例中，由于调制信号sramp的形成难度较大，最小和最大电平值较难准确控制，特别是很难将最小和最大电平稳定在0和vdd这两个极值处。因此，所述调制信号sramp的信号幅度也可以为其他范围，最低电平值范围为0～0.3vdd，最高电平值范围为0.7vdd～vdd。例如调制信号sramp的电平值范围可以为0.1vdd～0.9vdd、0.2vdd～0.8vdd等，以提高调制信号sramp波形的准确和稳定性。

当第一驱动信号vop和第二驱动信号von分别连接至负载端的lc滤波结构或开关控制电路时，与50％占空比的双边调制信号相比，小占空比的第一驱动信号vop和第二驱动信号von所产生的静态电流较小，可以降低静态功耗。

请参考图4b，为一实施例中，音频调制电路输出端连介质负载两端的结构示意图。

第一驱动信号vop和第二驱动信号von的输出端与负载之间，分别连接有lc滤波结构400。当有信号输入时，lc滤波结构400的电感上会产生感应电流irep。

请参考图4c，为所述电路输出端的50％占空比和25％占空比的驱动信号与对应的感应电流的示意图。其中，虚线表示50％占空比，实线表示25％占空比。

电感上的感应电流的峰值irep-peak＝duty*pvcc/(2*fs*l)，其中duty为占空比，pvcc为驱动信号vop或von的高电平值，fs为信号的调制频率，l为电感值。

占空比小的驱动信号在lc滤波结构内产生的感应电流峰值irep-peak更小，因此，产生的功耗更小。

进一步的，所述共模调制器310用于将所述第一放大信号von2、第二放大信号vop2与第一参考电压vh、第二参考电压vl比较；根据比较结果，在预设共模基准电压vc基础上，调整输出的共模基准电压；其中，vh>vl，且vh+vl＝2vc。

在动态工作状态下，输入信号不为0，所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2为模拟信号，信号幅度周期性发生变化。显然，在动态工作状态下，第一放大信号von2和第二放大信号vop2为一对差分信号。

请参考图5，为本发明一实施例中，所述共模调制器310根据所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2与所述第一参考电压vh、第二参考电压vl之间的大小比较结果，对输出的共模基准电压vcom2进行动态调整后的波形图。

所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2位于第一参考电压vh至第二参考电压vl范围内时，即vh>vop2>vl，vh>von2>vl，所述共模基准电压vcom2等于所述预设共模基准电压vc。

所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2位于所述第一参考电压vh至第二参考电压vl范围外时，即von2(或vop2)>vh，von2(或vop2)<vl时，所述共模基准电压vcom2跟随von2(或vop2)的变化在所述预设共模基准电压vc的基础上增大或减小，具体的，可以随von2(或vop2)同向或反向变化。

由于第一放大信号von2和第二放大信号vop2为电平值关于共模基准电压vcom2对称的信号，初始的共模基准电压vcom2＝vc，且vh+vl＝2vc。当第一放大信号von2大于vh时，所述第二放大信号vop2自然小于vl，两者位于vl～vh范围外。该实施例中，当第一放大信号von2小于vl，并继续减小时，所述共模基准电压vcom2则在vc基础上随着第一放大信号von2的减小逐渐增大，与第一放大信号von2保持反向变化，即与所述第二放大信号vop2保持同向变化。

请继续参考图5，在其他实施例中，所述共模基准电压vcom2’也可以在预设共模基准电压vc的基础上与第一放大信号von2保持同向变化，即与第二放大信号vop2进行反向变化。

所述第一参考电压vh和第二参考电压vl均位于0～vdd范围内，根据调制信号sramp的幅度设置，所述第一参考电压vh可以大于、等于或小于所述调制信号sramp的最大值，所述第二参考电压vl也可以大于、等于或小于所述调制信号sramp的最小值。

当所述音频调制电路处于动态工作状态的下，输入信号为电平值连续波动的模拟信号。

当输入信号为小信号时，第一放大信号von2和第二放大信号vop2的电平较小，位于所述第一参考电压vh和第二参考电压vl的范围内，此时共模基准电压vcom2＝vc，所述第一比较器331和第二比较器332(请参考图3)能够对所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2均进行调制，分别输出脉冲信号。由于输入信号较小，第一放大信号von2和第二放大信号vop2的信号幅度较小，第一放大信号von2和第二放大信号vop2偏离预设共模基准电压vc的距离较小，因此，在小信号状态下，输出的第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号von3的占空比均会接近静态工作状态下由预设共模基准电压vc所决定的占空比，输出的第一驱动信号vop和第二驱动信号von的占空比较小，功耗较小。且小信号下为双边调制模式，能够降低小信号下的谐波失真度(thd)，减少小信号下的信号失真。

当输入信号为大信号，使得第一放大信号von2和第二放大信号vop2位于vl～vh的范围外时，使得共模基准电压vcom2增大或减小，使得第一放大信号von2和第二放大信号vop2随vcom2上移或下移，且大信号下，第一放大信号von2和第二放大信号vop幅度变化增大，如果所述第一放大信号von2或所述第二放大信号vop2的部分波形位于调制信号sramp的波形上方或下方，则该部分波形通过比较器后对应的输出信号von3或vop3为高电平或低电平。若第一放大信号von2(或第二放大信号vop2)一直位于调制信号sramp的波形上方或下方，从而仅能够对第一放大信号von2和第二放大信号vop2进行单边调制。所述单边调制是指，对所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2其中一个信号进行脉宽调制，仅有一个比较器输出脉冲信号，另一个比较器持续输出高/低电平。大信号下，为单边调制模式，仅对负载一端输出变化的脉冲信号，而另一端为持续的高/低电平信号，可以降低另一端的lc滤波结构或开关控制电路的功耗，进而降低整体的动态功耗。

请参考图6，为本发明一实施例的共模调制器的结构示意图。

该实施例中，所述共模调制器包括比较单元610、偏置单元620以及输出单元630。

所述比较单元610用于将所述第一放大信号von2、所述第二放大信号vop2与第一参考电压vh和第二参考电压vl进行比较，并根据比较结果，输出控制信号至所述偏置单元620。

所述偏置单元620用于根据所述比较单元610输出的控制信号ctrl，向所述输出单元630输出相应大小的偏置电流i5。偏置电流i5的大小由所述比较单元610输出的控制信号ctrl控制。当所述第一放大信号von2、所述第二放大信号vop2位于vl～vh范围内，所述控制信号ctrl控制所述偏置电流i5＝0；若所述第一放大信号von2、所述第二放大信号vop2位于vl～vh范围外，则控制所述偏置电流i5>0。

所述输出单元630，用于根据偏置电流i5大小，在预设共模基准电压vc的基础上，调整输出的共模基准电压vcom2。所述输出单元630包括电阻r1，所述电阻r1一端的电压等于预设共模基准电压vc，另一端用于输出所述共模基准电压vcom2。偏置电流i5流过所述电阻r1，使得所述共模基准电压vcom2随所述偏置电流i5的变化而变化。

该实施例中，所述偏置单元620包括一可变偏置电流源，用于提供偏置电流i5；以及由晶体管m9和m10构成的镜像晶体管对，所述晶体管m9和晶体管m10的源极连接至电源电压vdd，所述晶体管m9的漏极连接至所述偏置电流源，所述晶体管m10的漏极连接至所述输出单元630的共模基准电压vcom2输出端。

图6中，作为示例，偏置电流i5流经晶体管m9，并镜像至晶体管m10，自共模基准电压vcom2输出端流向预设共模基准电压vc输入端，以m9和m10的电流镜像比例为1:1为例，vcom2＝vc+i5*r1，vcom2的变化曲线如图5中vcom2所示。

在其他实施例中，也可以通过调整偏置电流i5的电流方向，自电阻r1的输入端流向输出端(即共模基准电压vcom2输出端)，则vcom2＝vc-i5*r1，vcom2的变化曲线如图5中vcom2’所示。

通过调节所述偏置电流i5的大小，可以控制输出的共模基准电压vcom2的大小。该实施例中，所述晶体管m9、m10均为pmos晶体管，两者宽长比相同，使得流经晶体管m9、m10的电流大小为1:1；在其他实施例中，所述晶体管m9、m10的宽长比还可以为n：1，流经的电流比为n：1。

在其它实施例中，所述晶体管m9和晶体管m10也可以采用nmos晶体管，相应的调整晶体管各极的连接电位以及控制信号的电平。

该实施例中，所述预设共模基准电压vc通过一运放跟随器631输出至所述电阻r1的一端，通过所述运放跟随器631对输入的所述预设共模基准电压vc进行缓冲后输出，能够提高输入所述电阻r1一端的预设共模基准电压vc的稳定性。在其他实施例中，所述预设共模基准电压vc也可以通过其他缓冲器结构连接至所述电阻r1，或者直接连接至所述电阻r1。

所述共模基准电压vcom2的输出端通过一电容c接地，通过电容c滤波，能够提高输出的共模基准电压vcom2的稳定性。

请参考图7，为本发明一实施例的共模调制器的结构示意图。

所述偏置单元包括晶体管m8～m12，其中晶体管m11、m12为一对镜像管，晶体管m9、m10是一对镜像管，晶体管m11、m12、m9、m10的源极均连接至电源电压vdd，所述晶体管m11的漏极输出偏置电流i1，所述偏置电流i1镜像至晶体管m12，所述晶体管m9的漏极连接至所述晶体管m8的漏极。

所述比较单元610包括：晶体管m1～m7以及电阻r2和r3。其中，电阻r2与r3阻值相同，晶体管m1、m2、m3和m4为相同尺寸的pmos，m5和m6是一对尺寸相同的nmos镜像管。晶体管m1、m2的源极通过电阻r2连接至所述晶体管m12的漏极，漏极连接至晶体管m5的漏极；晶体管m3、m4的源极通过电阻r3连接至所述晶体管m12的漏极，漏极连接至所述晶体管m6的漏极，所述晶体管m5、m6的源极接地。所述晶体管m3、m4的漏极还连接至晶体管m7的漏极，晶体管m7的源极接地。

所述晶体管m2的栅极用于输入第一参考电压vh，晶体管m1的栅极用于输入第二参考电压vl，晶体管m3的栅极用于输入第二放大信号vop2，晶体管m4的栅极用于输入第一放大信号von2。

该实施例中，以各对镜像管的电流镜像比例为1:1为示例，进行分析。

偏置电流i1通过m11镜像至晶体管m12，并在比较单元610内分流为i2和i3，晶体管m5的电流为i2，晶体管m6电流为i4，晶体管m7的电流为i5，i3＝i4+i5。

晶体管m7、m8为镜像管，经过晶体管m7和m8的电流均为i5＝i3-i4，并通过晶体管m9镜像至晶体管m10，使得最终流过输出单元630内电阻r1的电流为i5，vcom2＝vc+i5*r1＝vc+(i3-i4)*r1。

由于晶体管m5和m6为镜像管，i4＝i2,因此，vcom2＝vc+(i3-i2)*r1。i2由第二参考电压vl和第一参考电压vh决定，i3由第二放大信号vop2和第一放大信号von2决定，当vop2>vh时，von2<vl，pmos晶体管的电流大小由栅极施加的最小的控制电压决定，由于von2<vl，因此i3>i2，vcom2会变化，vcom2＝vc+(i3-i2)*r1>vc，并且随着vop2的增大，von2的减小，i3逐渐增大，从而使得vcom2也会继续变大；反之，当vop2>vh时，von2<vl，随着vop2的减小，von2的增大，vcom2会变小；当vl<vop2<vh，vl<von2<vh时，i3等于晶体管m6的电流i4，从而i5＝0，vcom2＝vc。整个变化过程请参考图5中vcom2的变化曲线。

其他实施例中，上述各镜像管内的电流镜像比例也可以为1：n，电流也相应的成一定比例。本领域技术人员可以根据需要，合理设置所述电流镜像比例。

请参考图8a和图8b，为上述实施例中的波形示意图。

请参考图8a，该实施例中，所述调制信号sramp为幅度范围为0.2vdd～0.8vdd的三角波，预设共模基准电压vc小于0.5vdd，例如设定预设共模基准电压vc＝0.35vdd。

在静态工作状态下，输出的第一驱动信号vop和第二驱动信号von的占空比为25％，所述占空比由vc决定。

在动态工作状态下，输入信号vin，当vin信号较小时，位于vl～vh范围内，vcom2＝vc；第一驱动信号vop和第二驱动信号von在双边调制模式下，均为接近静态占空比25％的小占空比信号，整体上能够降低电路的动态功耗，且底噪较小。并且，双边调制模式下，能够降低小信号下的谐波失真度。

当vin逐渐增大，使得vop2、von2超出vl～vh范围，在vop2和von2对于vcom2的反馈调制下，vcom2逐渐升高，进而使得vop2和von2的波幅相对原有的标准正弦波波形有所上升，在一定信号幅度范围内，von2始终位于调制信号sramp的三角波下方，不被调制，使得第二驱动信号von始终为低电平0，此时，仅对单边的第一放大信号vop2进行了调制，输出具有脉冲波形的第二驱动信号vop。由于第二驱动信号von在单边调制模式下，无电平波动，从而可以降低负载端的lc滤波结构或负载端的开关控制电路上的动态功耗。

当vin逐渐变小，vcom2逐渐变小恢复至vc，进入双边调制过程，并随着vin进一步减小，von2逐渐增大，vop2下降，直至von2＞vh，vop2＜vl，vcom2再次增大，使得在一定信号幅度范围内，vop2始终位于调制信号sramp的三角波下方，进入单边调制模式，此时第一驱动信号vop始终为低电平，仅对von2进行单边调制，输出具有脉冲波形的第二驱动信号von。由于第一驱动信号vop在单边调制模式下，无电平波动，从而可以降低由于电平不断翻转带来的负载端的lc滤波结构或负载端的开关控制电路上的动态功耗。

请参考图8b，在不同工作状态下，输出信号的波形示意图。

静态工作状态下，为双边调制模式，第一驱动信号vop和第二驱动信号von为占空比为25％的脉冲调制信号，向负载输出的信号vout＝vop-von＝0。

动态工作状态的单边调制模式下，当第一驱动信号vop为脉宽调制信号，第二驱动信号von未被调制，为低电平，输出信号vout＝vop；当第一驱动信号vop未被调制，为低电平，第二驱动信号von为脉宽调制信号，输出信号vout＝-von。

上述实施例中，为所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2超出vl～vh范围时，共模基准电压vcom2增大作为示例的信号调制过程。

请参考图9，为本发明另一实施例的共模调制器的结构示意图。

该实施例中，以所述第一放大信号von2和第二放大信号von2超出vl～vh范围时，共模基准电压vcom2减少作为示例。

该实施例中，所述共模调制器的偏置单元包括晶体管m8’～m12’，所述比较单元610’包括：晶体管m1’～m7’以及电阻r2和r3。

其中，所述晶体管m1’～m12’分别对应于图7中晶体管m1～m12,但是晶体管类型相反，并且，相应的改变电源电压vdd和地端gnd的连接方式，使得所述共模调制器内的电流方向与图7中电流方向相反。

偏置电流i5’自预设共模基准电压vc端流经电阻r1至共模基准电压vcom2输出端，所以，vcom2’＝vc-(i3’-i2’)*r1。

当vop2和von2位于vl～vh范围外时，i3’>i2’，vcom2会变化，变得比vc小，并且随着vop2的增大，von2的减小，i3’逐渐增大，从而使得vcom2会变小；反之，随着vop2的减小，von2的增大，vcom2会变大；当vl<vop2<vh，vl<von2<vh时，i3’＝i2’，从而i5’＝0，vcom2＝vc。整个变化过程请参考图5中vcom2’的变化曲线。

请参考图10，为图9所示的共模调制器下的波形调制示意图。

该实施例中，所述调制信号sramp的幅度为0.2vdd～0.8vdd，预设共模基准电压vc大于0.5vdd，例如设置vc＝0.71vdd。请参考图11，为该实施例对应的音频调制电路的结构示意图。该实施例的音频调制电路内的第一比较器331和第二比较器332的输出端分别连接反相器inv1和inv2，将所述第一比较器331和所述第二比较器332的输出信号反相后再输出至所述驱动模块340。

在静态工作状态下，第一比较器331和第二比较器332输出的是占空比为85％的脉冲信号，经过反相后形成15％占空比的脉宽调制信号。

在动态工作状态下，输入信号vin较小阶段，vcom2＝vc，为双边调制模式，对vop2和von2均会进行调制，低于三角波的部分输出高电平，高于三角波部分输出低电平。

随着输入信号vin不断增大，vop2和von2超出vl～vh范围，共模基准电压vcom2不断减小，进入单边调制模式，对vop2和von2依次进行单边调制。在单边调制模式下，未被调制的信号侧的比较器持续出低电平，被反相后，持续输出高电平，从而使得所述第一驱动信号vop和第二驱动信号von依次出现持续的高电平，可以降低由于电平不断翻转带来的负载端的lc滤波结构或负载驱动电路上的动态功耗。该实施例中，vl＝0.56vdd,vh＝0.86vdd，vc＝0.71vdd。

在整个动态工作过程中，由于信号较小的阶段，vop和von均为15％左右占空比的信号，整体上也能进一步降低电路的动态功耗。

在另一实施例中，还可以设置sramp为幅度为0.2vdd～0.8vdd的三角波，vc＝0.29vdd,vl＝0.14vdd,vh＝0.44vdd，在静态工作状态下，所述音频调制电路的第一比较器331和第二比较器332直接输出占空比为15％的调制信号，无需再通过反相器对信号进行反相。

在另一实施例中，所述sramp为幅度为0.2vdd～0.8vdd的三角波，vc＝0.35vdd,vh＝0.5vdd,vl＝0.2vdd，静态状态下，输出信号占空比为25％。可以根据需求，合理设置sramp、vh、vh、vc的参数。

请参考图12，为本发明另一实施例的共模调制器的结构示意图。

该实施例的共模调制器的偏置单元包括晶体管m212～m214，其中晶体管m213和m214为一对镜像管，晶体管m213、m214的源极均接地gnd，所述偏置电流i21镜像至晶体管m214。

所述比较单元1210包括：晶体管m21～m211以及电阻r2和r3。其中，电阻r2与r3阻值相同，晶体管m21、m22、m23、m24、m25、m26、m27、m28为相同尺寸的nmos，m29和m210是一对尺寸相同的pmos镜像管。晶体管m21、m22的源漏极串联，晶体管m23、m24的源漏极串联，晶体管m22、m24的源极通过电阻r2连接至所述晶体管m214的漏极，晶体管m21、m23的漏极连接至晶体管m29的漏极；晶体管m25、m26的源漏极串联，晶体管m27、m28的源漏极串联，晶体管m26、m28的源极通过电阻r3连接至所述晶体管m214的漏极，晶体管m25、m27的漏极连接至晶体管m210的漏极。所述晶体管m29、m210、m211的源极连接至电源电压vdd。所述晶体管m210的漏极还连接至晶体管m211的漏极。

所述晶体管m25、m28的栅极用于输入第一参考电压vh，晶体管m26、m27的栅极用于输入第二参考电压vl，晶体管m21、m24的栅极用于输入第二放大信号vop2，晶体管m22、m23的栅极用于输入第一放大信号von2。该实施例中，所述调制信号sramp为电平值范围为0.2vdd～0.8vdd的三角波,vl＝0.14vdd，vc＝0.29vdd,vh＝0.44vdd。由于vl＝0.14vdd，电平值较低，为了确保晶体管的导通，所述晶体管m21～m28均要求选取低阈值导通的晶体管。

输出单元1230包括电阻r1以及运放跟随器1231，预设共模基准电压vc通过所述运放跟随器1231施加至电阻r1的一端。所述偏置单元的晶体管m212的漏极连接至所述电阻r1另一端，向所述输出单元1230输入偏置电流i25，所述晶体管m212与电阻r1的连接端作为共模基准电压vcom2输出端。

该实施例中，以各对镜像管的镜像比例为1:1为例进行分析。

偏置电流i21通过晶体管m213镜像至晶体管m214，偏置电流i21为比较单元1210内电流i22和i23之和，晶体管m210电流为i24，晶体管m211的电流为i25，i23＝i24+i25。

晶体管m211、m212为镜像管，经过晶体管m211和m212的电流均相同为i25＝i23-i24，最终流过输出单元1230内电阻r1的电流为i25，vcom2＝vc+i25*r1＝vc+(i23-i24)*r1。

由于晶体管m210、m29为镜像管，i24＝i22,因此，vcom2＝vc+(i23-i22)*r1。i24和i22由第二放大信号vop2和第一放大信号von2决定，i23由第二参考电压vl和第一参考电压vh决定。由于晶体管m21、m22串联，流经晶体管m21、m22的电流由von2和vop2中较小值决定，同样流经晶体管m23、m24的电流也由von2和vop2中较小值决定，流经晶体管m25、m26的电流由vh和vl中较小值决定，流经晶体管m27、m28的电流由vh和vl中较小值决定。

当vop2>vh，von2<vl时，i22<i23，i25＝i23-i22>0,vcom2会变化，变得比vc大，并且随着vop2的增大，von2的减小，i22逐渐减小，从而使得vcom2会继续变大；反之，随着vop2的减小，von2的增大，vcom2会变小，当vl<vop2<vh，vl<von2<vh时，i22＝i24，从而i25＝0,vcom2＝vc。整个变化过程请参考图5中vcom2的变化曲线。

上述多个实施例的共模调制器中的各晶体管的类型，镜像管之间的镜像电流比例，以及具体的电路结构均可以根据实际电路需求进行调整；并且可以通过调制输出单元内的电流方向，合理设置vcom2的变化方向。

上述实施例中，音频调制电路在静态工作状态下，对信号进行双边调制，能够减少底噪；并且输出的调制信号占空比较底，能够降低电路静态功耗。在动态工作状态下，小信号时，为双边调制模式，输出的调制信号占空比较低，能够降低功耗以及降低小信号下的谐波失真度(thd)；在信号变大后，进入单边调制模式，仅有单边输出脉冲信号，动态功耗较低。

上述实施例中，预设共模基准电压vc决定了静态工作状态下，输出波形的占空比；而第二参考电压vl、第一参考电压vh决定了在动态工作状态下，何时从双边调制模式进入单边调制模式；所述共模调制器中的电阻r1决定了所述共模调制器对vcom2的调节力度，控制从双边调制进入单边调制的速率。本领域技术人员能够基于上述实施例，根据需求，合理选择调制信号、预设共模基准电压vc、第二参考电压vl、第一参考电压vh以及电阻r1的值。

请参考图13a，为本发明一实施例的音频调制电路中的运算放大器320(请参考图3)的结构示意图。

该实施例中，所述运算放大器包括所述共模反馈单元1301、一级放大单元1302和二级放大单元1303。

所述共模反馈单元1301用于连接至所述共模调制器310(请参考图3)的输出端，用于接收所述共模基准电压vcom2，并输出共模信号至所述一级放大单元1302；所述一级放大单元1302用于接收差分信号von1和von2，并以所述共模反馈单元1301输入的共模信号为基准，对所述差分信号进行一级放大后输出至所述二级放大单元1303；所述二级放大单元1303用于对所述一级放大单元1302输出的信号进行二级放大，并输出所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2，所述二级放大单元1303还用于输出反馈信号至所述共模反馈单元1401，形成环路反馈控制。

请参考图13b，为一实施例中的运算放大器320(请参考图3)的具体电路结构示意图。

其中，信号vbp1、vbp2、vbn1、vbn2为所述运算放大器210内部的偏置点电压。

图13b仅作为为一种可以采用的运算放大器的结构的示例，在其他具体实施例中，本领域技术人员也可以采用具有其他不同的电路结构的运算放大器。

本发明的实施例，还提供一种包括上述的音频调制电路的电子设备，例如手机、平板电脑、功放等。通过上述音频调制电路，能够降低所述电子设备在静态工作状态下的底噪和功耗，以及小信号下的信号失真度；并且能够降低动态工作状态下的动态功耗，从而提高电子设备的音质，以及电子设备的电池电量的使用时长。

本发明的实施例还提供一种音频调制方法。

请参考图14，为本发明一实施例的音频调制方法的流程示意图。

该实施例中，所述音频调制方法包括如下步骤：

步骤s1401：对两路音频模拟信号进行差分运算放大，输出第一放大信号和第二放大信号，所述第一放大信号和所述第二放大信号为一对电平值关于共模基准电压对称的差分信号。

可以是对外部输入的模拟音频信号进行差分放大后输出的所述音频差分信号；也可以是对外部输入的数字音频信号进行数模转换后，在进行差分放大输出所述音频差分信号。所述差分放大为可选步骤，也可以直接对模拟音频信号进行运算放大。

所述运算放大为积分运算放大，通过积分器进行，以输出关于一共模基准电压对称的第一放大信号和第二放大信号。

在一个实施例中，所述共模基准电压为vcom2，第一放大信号为von2、第二放大信号为vop2，von2+vop2＝2vcom2。

步骤s1402：根据所述第一放大信号和第二放大信号对所述共模基准电压进行动态调整。

通过对所述共模基准电压vcom2进行动态调制，使得所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2的信号整体跟随所述共模基准电压vcom2的变化方向同向变化，从而调整所述第一放大信号von2和第所述二放大信号vop2的电平值，再根据所述第一放大信号von2和第所述二放大信号vop2反馈调整所述共模基准电压vcom2。

步骤s1403:将所述第一放大信号和第二放大信号分别与调制信号进行比较，输出第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号。

所述调制信号sramp可以采用具有一定频率的三角波，可以通过一波型发生器来产生特定频率和电平值的三角波作为调制信号。在其他实施例中，所述调制信号sramp还可以为锯齿波或者正弦半波等具有周期性上升和下降斜坡的波形信号，以对所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2进行脉宽调制。所述调制信号sramp的频率通常为400khz～800khz，远高于要调制的信号的频率。

可以通过两个放大器，分别比较第一放大信号von2和调整信号sramp，以及比较第二放大信号vop2和调整信号sramp的大小，当信号大于sramp时，输出高/低电平，从而根据比较结果，输出脉宽调制信号。

通过对所述共模基准电压vcom2进行动态调制，使得所述第一放大信号von2和第二放大信号vop2的信号整体跟随所述共模基准电压vcom2的变化方向同向变化，从而与所述调制信号sramp进行比较时，能够动态调整输出的脉宽调制信号的占空比、脉宽等。

在静态工作状态下，输入信号为0。设置共模基准电压vcom2等于预设共模基准电压vc，即vcom2＝vc，所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2均等于预设共模基准电压vc。通过设置合适的预设共模基准电压vc，能够对所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2均进行双边调制，使得在静态工作状态下，输出相同的第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号vop3，进而使得输出的负载驱动信号vout＝vop-von＝0。其中，所述双边调制是指，对所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2均进行了脉宽调制，两个比较器均输出脉冲信号。由于对差分信号进行的是双边调制，电路内部没有对信号之间进行相减操作，减少了由于线路延迟可能导致的毛刺问题，并且，由于所述第一驱动信号vop和第二驱动信号von的脉冲高电平均大于0，即便产生信号毛刺，由于毛刺信号较弱，使得信号的信噪比较大，依旧可以改善底噪问题。

还可以通过调整预设共模基准电压vc的大小，对所述第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号vop3在静态工作状态下的占空比进行调整。较佳的，可以使得所述占空比小于50％，例如，可以为10％～30％。低占空比产生的静态电流较小，可以降低静态功耗。

在动态工作状态下，可以通过对共模基准电压vcom2的调整，使得在第一放大信号von2和第二放大信号vop2到达一定幅度时，仅有一个信号能够被调制信号sram所调制，进入单边调制模式，一端输出具有脉冲的脉宽调制信号，另一端输出始终为高/低电平，从而可以降低动态功耗。

步骤s1404:对所述第一脉宽调制信号和所述第二脉宽调制信号进行功率放大后输出。

将所述第一脉宽调制信号和所述第二脉宽调制信号放大至具有理想电平值的第一驱动信号vop和第二驱动信号von，以驱动后续的负载，向负载端施加负载驱动信号vout＝vop-von。

请参考图15，为本发明一实施例的对共模基准电压进行动态调整的方法的流程示意图。

上述实施例中，步骤s1403中，对所述共模基准电压进行动态调整的方法包括如下：

步骤s1501:将所述第一放大信号von2、第二放大信号vop2与第一参考电压vh、第二参考电压vl比较。

其中，所述第一参考电压vh大于所述第二参考电压vl，且vh+vl＝2vc。

比较结果包括如下两种情况：vop2和von2位于vl～vh范围内；vop2和von2位于vl～vh范围外。

s1502：根据比较结果，在预设共模基准电压vc基础上，调整输出的共模基准电压vcom2。

vop2和von2位于vl～vh范围内时，控制所述共模基准电压vcom2等于所述预设共模基准电压vc，即vcom2＝vc。静态工作状态下，von2＝vop2＝vc，通过设置合适的预设共模基准电压vc，使得调制信号sramp能够对所述第一放大信号von2和所述第二放大信号vop2进行双边调制，输出相同的第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号vop3，进而使得输出的负载驱动信号vout＝vop-von＝0，能够改善静态工作状态下的底噪问题。进一步的，可以通过调整vc的大小，对所述第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号vop3的占空比进行调整。较佳的，可以使得所述占空比小于50％，例如可以为10％-30％，以降低静态电流。

动态工作状态的小信号状态下，vop2和von2也位于vl～vh范围内时，vcom2＝vc，对von2和vop2均进行调制，分别输出两个脉冲信号。由于输入信号较小，第一放大信号von2和第二放大信号vop2的信号幅度较小，第一放大信号von2和第二放大信号vop2偏离预设共模基准电压vc的距离较小，因此，在小信号状态下，输出的第一脉宽调制信号von3和第二脉宽调制信号von3的占空比均会接近静态工作状态下由预设共模基准电压vc所决定的占空比，占空比较小，功耗较小。且小信号下为双边调制模式，能够降低小信号下的谐波失真度(thd)，减少小信号下的信号失真。

动态工作状态的大信号状态下，vop2和von2位于vl～vh范围外时，控制所述共模基准电压vcom2跟随vop2或von2的变化在所述预设共模基准电压vc的基础上增大或减小，使得第一放大信号von2和第二放大信号vop2随vcom2上移或下移，且大信号下，第一放大信号von2和第二放大信号vop幅度变化增大，使得所述第一放大信号von2或所述第二放大信号vop2的部分波形会始终位于调制信号sramp的波形上方或下方，无法受到调制信号sramp的脉宽调制，从而仅能够对第一放大信号von2和第二放大信号vop2进行单边调制。因此，大信号下，为单边调制模式，仅对负载一端输出变化的脉冲信号，而另一端为持续的高/低电平信号，可以降低另一端的lc滤波结构或开关控制电路的功耗，进而降低整体的动态功耗。

具体的，根据比较结果，在预设共模基准电压vc基础上，调整输出的共模基准电压的方法包括：提供一电阻，使电阻一端的电压等于预设共模基准电压vc，获取电阻另一端的电压信号作为共模基准电压；根据所述比较结果，调整流经所述电阻的偏置电流大小，从而调整输出的共模基准电压vcom2。

进一步，通过控制偏置电流流过所述电阻的方向，可以控制所述共模基准电压vcom2的变化方向。当所述偏置电流自所述共模基准电压端流向所述预设共模基准电压端时，vcom2＝vc+i*r1；或者，当所述偏置电流自所述预设共模基准电压端流向所述共模基准电压端时，vcom2＝vc-i*r1，i为所述偏置电流，r1为所述电阻。

上述音频调制方法能够在静态工作状态下，对信号进行双边调制，能够减少底噪；并且输出的调制信号占空比较低，能够降低静态功耗。在动态工作状态下，小信号时，对信号进行双边调制，输出的调制信号占空比较低，能够降低功耗以及降低小信号下的谐波失真度(thd)；在信号变大后，对信号进行单边调制，仅输出单边输出脉冲信号，使得动态功耗降低。

即，以上所述仅为本申请的实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，例如各实施例之间技术特征的相互结合，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。