>[0029]参看图1的现有技术布置，线路14上的线性放大器24的输入端处的高频路径中的信号很大程度上不含有某一截止频率以下的频率，这是由于高通滤波器20的效应。因而实质上不存在低频信号(滤波器20的截止频率以下的信号)。
[0030]在图1的布置中，不存在特定频率以下的信号，会在线性放大器24的输出端处产生信号的峰-峰振幅，其大于在存在全谱包络信号的情况下将发生的峰-峰振幅。这会降低线性放大器24的效率，因为其供应轨必须设置成允许线性放大这个较大的峰-峰信号。
[0031]参看图3和4可以进一步理解这一点。
[0032]图3说明图1的线路10上的全带宽包络参考波形如何在最小峰值VpkL2与最大峰值Vpku2之间变化。
[0033]图4说明相同信号的波形，但是滤波掉了低频含量。这表示线路14上的信号。这个波形在最小峰值Vpku与最大峰值Vpkui之间变化。图4中可以看出，存在波形的下部极值和上部极值的大量变化，其与图3的波形相比产生增加的峰-峰信号幅度。图3中的峰值
与V _之间的变化小于图4中的峰值V pku与V pkm之间的变化。
[0034]图2的布置会发生类似的问题。即使不存在高通滤波器20，图2的布置中也会发生这个问题。在这种情况下，反馈路径36上的反馈的动作是从线性放大器24的输入中移除线路14上的信号的低频含量。发生这种情况是因为线路32上的组合输出端处的信号的低频含量与通过切换模式放大器路径提供的线路10上的包络参考信号的低频内容相同。这样使得图2的布置中的减法器38的输出端处低频信号含量被移除，从而使得需要线性放大器24放大不具有低频含量的信号。
[0035]因而，需要图1或图2的布置中的任一者中的线性放大器24在其输出端处提供放大信号，所述放大信号并非全谱信号，并且因而需要用于放大器的较大峰-峰的功率供应器。
[0036]参看图5，说明了根据本发明的一实施例的解决上述问题的包络追踪调制器的架构。在各图中，总体上，对应于其它图中的元件的元件通过相似的参考标号指代。
[0037]根据本发明，经包络追踪调制的供应器包括低频路径，所述低频路径包括用于追踪参考信号中的低频变化并且用于产生切换模式电压的切换模式放大器。还提供校正路径，其包括线性放大器，用于追踪参考信号中的高频变化，并且用于产生校正电压。所述校正电压与切换模式电压组合以提供经调制的供应电压。从线性放大器的输出端向线性放大器的输入端提供反馈路径。
[0038]在优选实施例中，校正路径将表示参考信号的全谱的信号传递到线性放大器。因此，如图5中所说明，优选地去除图1和2的高通滤波器20，从而使得包括线路14上的信号的路径不再是高频路径，并且因而现在可以简单地被称为校正路径。线路14上的信号是线路10上的参考信号的全谱，并且可以替代地被称作未滤波的参考信号。
[0039]也如图5中说明的，根据本发明，反馈路径40将线性放大器的输出端连接到减法器38的输入端。因而，线性放大器24的输入是校正路径中的线路14上的全带宽信号减去反馈路径40上的信号。在组合之前从校正路径的输出端取得反馈信号，并且因此在减法运算中不移除输出端处的低频含量。
[0040]从线性放大器24的输出端取得的反馈路径40提供一个反馈信号，从参考信号减去所述反馈信号以导出校正信号。通过在组合元件(电容器30a)之前而不是在组合元件(电容器30a)之后在线性放大器的输出端处连接反馈路径而实现这一点。
[0041]线性放大器24的输出端处的信号是全谱信号。因此，通过图5中的线性放大器24处理的信号不必须处理图4的较大峰-峰信号，而在图1和2的布置中将必须处理所述信号。
[0042]在优选布置中，为了实现最大线性放大器效率，线性放大器24优选地始终以尽可能最小的供应电压操作，尽可能最小的供应电压是通过高效切换模式供应器(图中未说明)提供的。图5的布置中的线性放大器的供应电压与图1和2的现有技术布置相比可以降低，以便提供改进的效率。
[0043]在图5中，校正路径中不存在高通滤波器(例如图1和2的布置中的滤波器20)可能并非必需的。如果直接从组合器26的输入端而不是输出端取得反馈，那么即使存在高通滤波器20，也可能得到效率益处。具体来说，如果此高通滤波器的截止频率低于切换模式放大器路径的截止频率，则将看到效率益处。
[0044]然而，如上所述，优选布置是(i)从在组合级之前的线性放大器的输出端向线性放大器的输入端提供反馈；以及(ii)将全谱参考信号传递到线性放大器的输入端。这样使校正路径中的线性放大器必需的供应电压最小化。
[0045]在图5的布置中，并且在后续的所描述的布置中，校正路径中的线性放大器被说明为具有单位增益。这是为了阐释起来简单，并且在其它布置中，线性放大器可以具有非单位增益。
[0046]可以对包含如图5中所说明的有利的反馈架构的包络追踪调制器进行某些进一步的改进，如本文中参看图6到9进一步描述。这些改进可以单独地或组合地应用。
[0047]为了使效率最大化，如图6中所示，优选地向校正路径中的输入信号添加DC偏移以允许线性放大器24的轨对轨操作。因而如所说明，减法器42经布置以在线路14上接收校正路径中的信号，并且从所述信号中减去电压源44提供的DC偏移电压VQS。减法器42的输出端提供对减法器38的输入，使得减法器38从减法器42的输出端处的偏移全谱信号减去反馈路径40上的反馈信号。DC偏移电压的值选择成定位减法器42的输出端处的DC电压以允许对线性放大器24使用尽可能最低的供应电压，同时仍然维持线性运算。
[0048]图5和6的布置的不足之处是，由于切换模式放大器22的切换，三角形纹波电流在电感器28a中流动。在电感器28a中流动的这个三角形纹波电流必须通过线性放大器24的输出级(即电容器30a)分流，以避免在组合器26的输出端处并且因此在线路32上的调制器输出端上形成不希望的电压误差。随之发生的流动穿过线性放大器24的输出端的纹波电流使其效率降低。
[0049]图7展示了本发明的另一实施例，其中图5的频率组合器26适于包含额外电容器28c和电感器28b，作为低频组合元件的一部分。电感器28a与28b之间的耦合系数的量值可以在O与I之间的范围内。电感器28b连接在切换模式放大器22的输出端与电感器28a之间。电容器28c连接在电感器28a和28b的接面与电接地之间。
[0050]在图7的修改的布置中，由于切换模式放大器22引起的纹波电流现在在电感器28b中流动，并且现在经由电容器28c分流到电接地。现在避免了在图5或图6的布置中与在电感器28a中流动且穿过线性输出级的纹波电流相关联的损失。
[0051]在再一个布置中，如图8中所说明，可以使用包含线性放大器24的高频路径中的延迟匹配元件在校正路径中任选地补偿与低频路径中的切换模式放大器22相关联的延迟。图8中通过在校正路径中包含可变延迟元件21来说明这一点。经由延迟匹配元件21将线路10上的参考信号传递到减法器38。
[0052]在优选布置中，LF路径切换模式放大器22优选地实施为峰值电流模式降压转换器，其是用于实施高带宽切换模式功率供应器的一种已知的现有技术。图9中说明用于切换模式放大器22的峰值电流模式降压转换器的示范性实施方案。
[0053]如图9中所说明，切换模式放大器22包含脉宽调制器(PWM) 50，其接收线路56上的控制信号，并且其控制一对切换器52a和52b。切换器52a连接在供应电压与共用节点54之间，并且切换器52b连接在共用节点54与电接地之间。供应电压通过电池提供，并且指示为Vbat。脉宽调制器50控制切换器52a和52b以依据线路56上的控制信号向组合器26提供低频路径输出。脉宽调