经过求合器234,该求合器求和电流输出端y(t)和电流输出71的1位数模转换(在 DAC237)。加法器的输出被集成在积分器235,然后传递通过采样输出采样速率(例如，400M 或更高的样本每秒)计时的量化器236,其产生1比特输出y1+1。注意，虽然示出为1位量化和 反馈路径，量化器236也可以是η位ADC(例如，4位ADC)和反馈提供η位DAC。
[0096] 常规地，在Δ-Σ转换器中，输出序列^通过低通滤波器，以便除去量化噪声，其形 状由所述采样处理在高频被发现。这种形状的量化噪声是相对良性，因为它不相关于信号 (甚至比降低精度ADC更加如此），并占据更高的频率。在上面计算足够统计的方法中， 71中 的高频量化误差可(或可替换地，使用相对简单的数字滤波器过滤，其未示于图2)被忽略。
[0097]
[0098] 然后用从数字化转换器输出的1位(或者η位)量71计算。
[0099] 在图2中所示的方法具有额外的好处：用于计算项队的乘法器硬件被简化，因为数 字化器230的输出包含小范围内的数字(例如，-1和1)。在一个实施例中，低阶连续时间Σ -Α调制器(它不需要采样和保持)在等于发射数据速率的过采样速率进行操作，而不是作为 传统设计的其较大倍数将决定。
[0100] 在放宽输出y(t)以全数据速率被数字化的要求的另一可替换方案中，y(t)的不同 相对窄的频率子带序列进行分析，并在不同的频带累积的数据被组合用于形成设备参数的 估计。
[0101] 参照图3,输出y(t)使用乘法器334和调谐到频率y(t)的振荡器调制，使关注的子 带新的零频率。该调制信号通过带通滤波器336传递，以及数字化的模数转换器337。注意， ADC337的所需采样速率由带通滤波器336的带宽制约。因此，如果带通滤波器的通带小于被 分析的输出信号y(t)的全带宽的因子，然后需要每秒较少的样本的因子(例如，如果带宽的 10 %传递通过带通滤波器，而不是每秒400M样本进行采样，需要每秒仅40M样本）。注意，带 通滤波器336更易于在调制后实现，由于降低的Q因子。ADC337准确地获取子带数据。
[0102] 当输出y(t)以全带宽进行采样，如上所述，参数4被选择为使得：
[0103]
[0104] 被最小化。这种二次型可通过计算进行优化：
[0105]
[0106] 使用子带采样方法的一般方法是在频域中的最小化执行，认识到：
[0107]
[0108] 其中(Fz)f是序列z=(yi, . . .，ym, . . .，yM)的傅立叶变换Fz的频率成分。
[0109] 因此，可以在傅氏变换之后通过定义i = 和…厂灼(幻]执行最 小化。注意，复杂项的Μ个元素矢量的傅里叶变换也表示为Μ个复合条目的向量，并可以计 算，例如使用快速傅里叶变换(FFT)。参数的估计值然后在频域中计算：
[0110]
[0111] 或对等地 [0112]
[0113] 以及
[0114]
[0115] 具有
[0116]
[0117] 和之前一样。
[0118] 在这种方法中，可选地通过对频率以上的每个求和使用了非负实缩放Wf引入频率 加权。
[0119] 在子带分析的方法，考虑数据的多个窗口。如果数据Z(1)，. . .，Z(B)的B窗口（例如， 份的采样周期)和相应的^(1)，...，fB)被收集，通常每一个具有不同的频i加权g b)，然后充 分统计估计可以计算为
[0120]
[0121] 以及
[0122]
[0123] 在上面介绍参考图3引入的子带方法中，在每个子带迭代b = l，. . .，B，邻近分析频 率fb的条目2(b) =FZ(b)中的实质子集M/K被确定，以及在其他条目都被视为未知(例如，因为 它们由带通滤波器^弃）。因此，已知值2 (b)的范围以外的频率可以从求和省略(或对于已知 范围的以外频率，等效地看作设定为条目gb)为零）。
[0124] 给定估计参数，现在返回到前置补偿器110的配置。回想一下，预测器的形 式为：
[0125]
[0126] 其中：
[0127] % ~\ ^m-d i xm^d
[0128] 配置预失真器110的方法是通过找出参数Θ = ·(4,?VI·估计替代的预测器：
[0129]
[0130] 使得该函数基于参数3> = {毛}最佳地近似预测，例如，通过使用过去的值xm的记 录，并使用该预测值。因此，在时间m上所需预失真输出^被确定为以爲寻找：
[0131]
[0132] 函数f(X)由首先发现| Xm|和确定复输入Xm的相位进行反转。
[0133] 返回到上面参照图1描述的时间子采样的方法，一般地，功率放大器122的连续时 间解调输出y(t)被稀疏采样以确定参数Φ 152,其控制预失真器的操作。估计器150确定稀 疏采样时间，τ1、τ2等等，在其中功率放大器的解调输出是由采样电路130进行采样作为y Tl， yT2等，并经由连接156传递到采样电路。在一些示例中，这些时间在采样电路中，而不是由估 计器确定，或隐式按照规则图案(例如，周期性具有与输入的已知偏移)确定。该估计器使用 结合的稀疏采样输出与功率放大器的已知输入 X1，X2,...，Xt来估计参数。请注意，根据该估 计技术和模型结构， X1，X2,...，Xt不一定需要所有样品。例如，采样输出附近的输入脉冲串 可足以估计模型参数。
[0134] 参照图4,解调器127和输出取样电路130的实施方式的框图包括平衡-不平衡变换 器210,其输出表示所述功率放大器的输出的差分信号。此差分信号被传递到一对混合器 222,其解调所述功率放大器的输出到它的两个正交分量。每个组件通过宽带(如，250MHz) 放大器224,其输出传送到对应的采样器242。模数转换器(ADC)136用于将采样器的输出转 换为数字形式，用于传递给示于图1的估计器150。作为减小速率采样的结果，一个ADC可以 在信号的多个分量(例如，正交分量）中共享。需要注意:在其它示例中，当所需要的输入代 表真正信号时，具有两个独立的正交路径不是必不可少的。还注意到，混合器222不一定必 须以解调输出信号为基带。例如，混合器可以解调成中频，放大器可以适当带限信号，使得 采样器采样混淆信号。
[0135] 参照图5A，采样器的实施方案使用具有差分操作运算放大器310的电荷传送配置。 采样的操作可以理解如下。在第一阶段中，表示为"Γ开关闭合以采样放大器224的输出。在 此阶段，两个电容器312上的电荷在放大器的输入充电充分到输入电压。在其中宽带放大器 224的输出为100MHz的例子中，采样时间被选择为2ns，从而避免了信号的显着时间平均。注 意，每2ns取样将足以在奈奎斯特速率取样250MHz的全带宽信号。然而，在该设计中，第一阶 段以相对慢的速度被重复，例如每25ns-次（即，在40MHz)。注意，这两个采样器242在同一 时间采样正交分量。在取样之间的时间（例如，在取样时间之间的23ns )，进一步使用3个阶 段。在第二阶段，表示为"2"的开关被关闭。这将导致反馈电容器314中的电荷被充电到和输 入电容312相同的电压。两个采样器242的第二阶段可以并行执行，但不是必须这样做。在第 三阶段中，指示两个采样中一个的"3/4"的开关被关闭，使得输出信号被传递到ADC 136,其 执行转换到放大器输出端的数字表示。在第四阶段中，指示其他两个取样器的"3/4"的开关 被关闭，使得输出信号被传递到ADC 136。以这种方式，假设该信号大约每25ns被采样一次， ADC需要大约12.5ns的转换时间（或稍小，以允许阶段1和2的设置）。在一些示例中，ADC使用 逐次逼近方法来转换采样放大器输出。参考图3B，采样器的可替换实施方式使用相关双采 样技术。所添加的电容器316提供在阶段1和2之间输出的相关误差(例如，DC偏移和低频噪 声）的补偿。取样电路130的全概略示于图6。
[0136] 在可替换的实施例中，该方法不要求设备中的调制器125和解调器127。例如，所希 望的输入可已经表示调制信号，因此不需要进一步的调制。作为另一个示例，功率放大器的 感测的输出可能不被解调，和采样电路然后执行感测信号的直接转换。在其它示例中，解调 器可以部分地解调到中频，和采样电路采样这个中频信号。
[0137] 在一些实施方式中，除设备120以外，示于图1的所有组件被整合到单一的设备，它 作为用于数字期望输出的输入端1〇8(内部数字化的设备的数字、或者模拟形式），以及模拟 端子118和122,它分别提供设备的感测输出的模拟输出和输入。该设备的操作可通过内部 控制器(在图1未示出）来控制，例如，一个或多个可编程控制器，通用处理器，数字信号处理 器等，其执行在设备中存储器中存储的指令。存储器中的数据和/或指令有效地配置设备， 以执行上述稀疏过滤和预失真方法的特定版本。特别是，图1所示的系统的同一硬件实施方 式可以被配置，以通过改变由控制器所使用的存储器中的配置数据和/或指令，执行不同形 式的稀疏滤波、预测器功能的不同结构等。
[0138] 在一些实施方式中，示于图1中的元件可以被分成多个设备，例如，通过分离估计 器150(或至少部分估计器150)为单独的设备，设备通过端子耦合。此外，ADC136和/或 DAC116可以是在单独的设备上，解调器127可与采样电路130集成，等等。注意：相比于诸如 预失真器110的元件，估计器150不一定必须提供实时响应，并且可以使用各种方法，例如使 用数字协处理器、概率推理处理器来实现（例如参见，"PR0GRA丽ABLE PROBA...