er)组成的可编程双模前置分频器、调制器(modulator)以及频率校准电路(Calibrat1n)，并且结合环路滤波器(LPF)和外部参考晶振实现频率锁定。所述参考缓冲器、输入参考分频器、鉴频鉴相器、电荷泵电路、环路滤波器、压控振荡器、可编程双模前置分频器依次连接，并且可编程双模前置分频器还同时连接鉴频鉴相器、脉冲信号发生器和调制器，所述脉冲信号发生器连接电荷泵电路。各个元器件和电路的作用分别如下:
[0033]参考缓冲器，用于将外部晶振信号转换成方波；
[0034]输入参考分频器，用于将方波进行分频，得到参考时钟频率；
[0035]压控振荡器，用于输出频率信号；
[0036]可编程双模前置分频器，用于对压控振荡器输出的频率信号实现PN+S分频，得到反馈时钟信号，P、N和S均为自然数；
[0037]调制器，用于接收分频信号，并向可编程双模前置分频器输出动态调节程控P和S的输入值，改变可编程双模前置分频器的分频比；
[0038]鉴频鉴相器，用于比较参考时钟频率信号与反馈时钟信号的相位差，并产生相应宽度的脉冲电平；
[0039]环路滤波器，用于将鉴频鉴相器的脉冲电平转换成压控振荡器的输入控制电压；
[0040]电荷泵电路，用于在鉴频鉴相器脉冲电平的控制下，对环路滤波器进行充电；
[0041]脉冲信号发生器，用于接收反馈时钟信号，并向电荷泵电路输出高电平窄脉冲信号，控制电荷泵电路的导通时间；
[0042]频率校准电路，用于接收输入控制电压，并自动切换压控振荡器电容阵列开关，使其达到预设频率。
[0043]如图2所示，具体地说，所述电荷泵电路包括主核心充放电电路(CP)、直流失调电路(OFFSET)和数模转换电路(DAC)。所述的主核心充放电电路包括参考电流电路、充放电电路、第一运算放大器(OPAl)和第二运算放大器(0PA2)，其中，所述参考电流电路包括栅极接地GND、且源极连接电源VDD的晶体管Ml，源极与该晶体管Ml漏极连接、且栅极连接直流失调电路的晶体管M2，漏极与该晶体管M2漏极连接、且栅极连接数模转换电路的晶体管M3，以及漏极通过电阻Rl连接晶体管M3源极、栅极接电源VDD、且源极接地GND的晶体管M4 ;而所述的充放电电路包括栅极用于接收脉冲电平的UP信号、源极接电源VDD的晶体管M5，源极与该晶体管M5源极连接、且栅极同时连接晶体管M2栅极和直流失调电路的晶体管M6，漏极与晶体管M6漏极连接并作为电荷泵输出连接到环路滤波器、栅极同时连接晶体管M3栅极和数模转换电路的晶体管M7,以及漏极通过电阻R2连接晶体管M7源极、栅极用于接收脉冲电平的DN信号、且源极接地GND的晶体管M8。
[0044]由于晶体管Ml和M4的栅极分别接地GND和电源VDD，因而可以模拟晶体管M5和M8的导通状态；而晶体管M5和M8的栅极由于分别连接UP和DN信号，因而可以控制电荷泵电路的充放电。所述第一运算放大器的正极用于接收参考电源Vref，负极连接晶体管M3源极和电阻R1，输出端连接晶体管M3和M7栅极，负反馈使得晶体管M3漏极电压的变化对源极的影响减小，因此能产生更为理想的电流。第二运算放大器正极连接晶体管M2和M3漏极，负极连接晶体管M6和M7漏极，输出端连接晶体管M2和M6栅极。如图2所示，当电荷泵电路输出端电压变化，第二运算放大器通过调节晶体管M3的栅极电压，使得A点电压跟随B点电压，如果两条支路晶体管尺寸和电阻阻值完全一致，则在宽输出电压范围内流过晶体管M3和M7电流相等，流过晶体管M2和M6电流相等，从而有效避免了沟道长度调制效应。
[0045]再如图2所示，所述的直流失调电路由晶体管M9、M10、M13、M14等共S条充电电流支路组成，通过相同偏置条件镜像晶体管M5、M6电流注入到电荷泵电路的输出端，形成固定失调电流。而由于锁相环具有负反馈特性，待环路稳定后鉴频鉴相器两输入信号会产生恒定相位差以使得电荷泵产生相反极性脉冲电流注入到输出以抵消额外引入的失调电流，从而使得电荷泵电路工作在线性区域。频率综合器为获得低相位噪声，需要较大电荷泵充放电电流以减小环路滤波器和电荷泵噪声贡献，但是大电流会引起电源切换噪声进而注入到电荷泵输出电流，这一影响在零相位误差附近最为明显，所以需要大相位误差以避免位于非线性区域。但是相位误差过大，电荷泵电路导通时间会相应加长，其内部晶体管闪速噪声和热噪声贡献也会增加。因此，本实用新型直流失调电路采用S位控制码与DAC脉冲共同进行控制，使相位误差差值在电荷泵非线性与噪声贡献之间进行折中。
[0046]为抵消调制器噪声的影响，通过数字信号处理产生N位噪声抵消分量控制信号，数模转换电路的电流注入到环路滤波器，抵消电荷泵电路输出电流中的量化噪声分量，从而降低小数分频引起的相位噪声恶化。如图2所示，本实用新型中的数模转换电路由晶体管M11、M12、M15、M16、R3、R4等N条支路组成，单元电流镜像拷贝电荷泵支路放电电流以获得优异的噪声抵消效果。DAC电流导通时间也需要折中，选取4倍压控振荡器输出频率周期。该周期由脉冲信号发生器产生，以数字方式实现。将D触发器数据输入端口固定高电平，输入时钟由反馈时钟信号(FCK)提供，输出信号经多级反相器与电容级联产生延迟后反馈到数据清零端，最终产生窄脉冲信号。各bit位电流导通与关断通过信号(BIT〈N:1>)与脉冲信号发生器输出的高电平窄脉冲共同控制。
[0047]如图3所示，本实用新型中的压控振荡器为LC压控振荡器，其包括晶体管M17、M18、M19n，电阻 R10、Rlln、R12n，电容 Cl、C2n、C3n，变容二极管 C4、C5，反向器 INVn 和差分电感LI。电阻RlO—端接电源，另一端接电容Cl和晶体管M17、M18源级。M17栅极接M18漏极，M18栅极接M17漏极形成互耦对管提供负阻。为覆盖宽带频率范围的同时获得较低压控增益，振荡器采用N位二进制排列、中心对称开关电容阵列，其中电容C2n —端接M18栅极，另一端接晶体管M19n源级和电阻Rlln ;电容C3n —端接M17栅极，另一端接晶体管M19n漏极和电阻R12n。INVn输入与M19n栅极相连，接控制信号BIT〈n>，输出接电阻Rlln和R12n公共端。变容二极管C4和C5公共端接输入控制电压(Vtune)实现精细频率调节，其中C4另一端接电感LI和M18栅极，C5另一端接电感LI和M17栅极。
[0048]如图4所示，本实用新型中的调制器为三阶Σ -Δ调制器，其采用MASH1-1-1结构实现小数分频。三个一阶Σ -Δ调制器A1、A2和A3依次连接，每级Σ -Δ调制器量化误差经过延迟后由下一级Σ -Δ调制器处理，同时每级高位输出C6、C7、C8经过不同延迟与微分处理得到Y[n]，Y[n]=X[n]*Z~(-2)-E_3*【(1_Z~ (-1))】~3。从Y[n]表达式可以看出前面两级量化误差均被抵消，只剩下最后一级高通整形后的噪声。Υ[η]连接程控分频器输入，使环路反馈分频比在Ν-3和Ν+4的一系列整数之间切换，通过一段时间取平均值得到预设小数分频比。
[0049]如图5所示，所述的频率校准电路包括依次串联的电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9，连接在电阻R5和电阻R6公共端之间的开关SWl，