专利名称：频移电路及频移方法
技术领域：
本发明涉及适合于用在多路载波通信系统中的接收机的解调器的频移技术。
在未来产生的移动通信系统中，很大的注意力是集中在有ITU-R TG8/1所定义的IMT-2000(国际移动远程通信-2000)系统上。已经提出了几种系统，例如W-CDMA(宽带-码分多址)和CDMA2000，其可以采用多载波方案以允许高速数据传输。
CDMA 2000系统被设计为实现与符合IS-95的CDMAOne向上兼容，并且在下行链路传输中采用多路载波方案。在CDMA通信系统中的多路载波方案的一个例子被显示在
图10中。在这个例子中，设定副载波(载波-1和载波+1)离开中心载波的频率偏移是1.25MHz，码片率是1.2288Mcps(兆字符每秒)。在CDMAOne通信中，数据可以是用一单个载波(中心载波)以14.4kps传送。不同的是，多载波CDMA系统允许使用三个载波的43.2kps的最大数据率。
为了完成这样的多载波信号，最简单的是提供用于多个载波中的每一个载波的不同的接收机。然而，随着载波数量的增加接收机的数量需要增加，导致了硬件的增加和耗电的增加。
另一个解决方案是设置一单个的接收机以接收所有载波上的信号，而且一个基带处理器根据载波的频率分别地处理接收的信号。还提出了几种方法用于对多个载波中的每一个载波的接收信号进行管理。
在日本的未审查的专利申请No.7-221806中，公开了采用时分多路复用方案的一解调器。更具体地说，不同的载波是通过多路复用方案的时间分割的时隙识别的，并且每一载波的I-和Q-分量信号被频移以通过相位旋转计算产生对于中心载波的I-和Q-分量信号。
在日本的未审查的专利申请No.8-46654中，公开了在输入级采用载波选择装置的一解调器。更具体地说，根据载波指定数据选择多个载波中的一个。只有选择的载波的信号受到正交频率变换以产生I-和Q-分量信号，并且对于每个载波的I-和Q-分量信号被频移，通过相位旋转计算以产生对于中心载波的基带I-和Q-分量信号。
在日本的未审查的专利申请No.10-79718中，公开了在OFDM(正交频分多路复用)接收机中使用的采用快速傅立叶变换(FFT)的一个解调器。FFT可以用于分开多个载波。
然而，在上面的已有技术中，需要用于频移的ROM和多路复用器，没有公开有效的方式用于避免复杂的电路、电路尺寸的增加、以及消耗功率的增加。不能够实现具有较小的电路尺寸和节省能耗的多路载波接收机。
因此，本发明的目的是提供一种适合用于多路载波通信系统中的数字解调器的频移电路和方法。
本发明的另一目的是提供一种适用于小尺寸便携CDMA接收机的频移电路和方法。
根据本发明的一个方面，一个数字电路，其用于将一个信号矢量的频带移到一个预定的频带，其中信号矢量是由在I-Q平面上的一对I(同相)和Q(正交)分量确定的，其包括一控制数据产生器，用于从该频带和该预定频带之间的频率差中产生控制数据；一个信号矢量旋转器，用于按照基于控制数据确定的一角度在I-Q平面上旋转信号矢量，以产生该预定频带的一输出信号矢量。
根据本发明的另一方面，一个数字电路，其用于输入信号矢量的多个频带移到一个预定的中心频带，以便为每一频带产生输出信号，其中每一输入信号矢量是由在I-Q平面上的一对I(同相)和Q(正交)分量确定的，其包括一个模拟-数字变换器，用于按照预定的采样时钟将模拟信号矢量变换成输入信号矢量；一控制数据产生器，用于从多个频带中的每一个频带和该预定中心频带之间的频率差中产生控制数据；
一个信号矢量旋转器，其对应于多个频带中的每一个，用于按照基于相应的控制数据确定的一角度在I-Q平面上旋转输入信号矢量，以将输入信号矢量的频带移到预定的中心频带；以及对应于信号矢量的一带通滤波器，用于接收信号矢量旋转器的输出并且通过预定中心频带的输出信号矢量。
控制数据产生器较好是包括一个相位数据产生器，用于从与预定的采样时钟同步地从频率差中产生相位数据Φ；以及一个变换器，用于把相位数据Φ转换为由多个控制位Dk组成的控制数据D，这里-1≤k≤m-2(m是正整数)。
相位数据产生器较好是通过计算一单位角Δ的整倍数产生相位数据Φ，其是在预定的采样时钟的每个周期的频移δ中获得的，其中单位角Δ是用360°×δ表示的，其中频移δ是通过按预定采样时钟的频率分割频率差获得的并且是用RN/2m(RN是有理数)的形式表示的。
变换器较好是按照下面的步骤执行变换操作步骤1)k＝-1且Φk＝Φ；步骤2)Dk＝Φk的符号位；步骤3)如果k＝m-2那么退出，否则到步骤4)；步骤4)当Dk＝0，Φk+1＝Φk-θk；当Dk＝1，Φk+1＝Φk+θk；这里θk＝arctan(2-k)；步骤5)k＝k+1；步骤6)到步骤3)。
信号矢量旋转器较好是包括多个局部旋转器Rk，它们以旋转角降低的顺序串联连接，其中局部旋转器Rk分别接收控制位Dk，每一个局部旋转器Rk按照基于从变换器接收的相应的控制位的一预定角度旋转前面一级Rk-1的输出。
在多个局部旋转器中，第一局部旋转器R-1按照一个角度θ-1旋转输入信号矢量(Iin，Qin)以产生第一输出信号(Iout，-1，Qout，-1)如下Iout，-1，＝D-1×Qin和Qout，-1＝-D-1×Iin。
此外，每个局部旋转器Rk(0≤k≤m-2)按照一个角度θk旋转输入信号矢量(Iin，k，Qin，k)以产生输出信号(Iout，k，Qout，k)如下Iout，k＝Iin，k+2-k×Dk×Qin，k；Qout，k＝-2-k×Dk×Iin，k+Qin，k，这里Dk用数字值表示，致使数字值指“1”由逻辑值“1”表示，数字值“-1”由逻辑值“0”表示。
信号矢量旋转器按照一角度Θ旋转具有绝对值Zin的输入信号矢量(Iin，Qin)，同时绝对值Zin变成Zout，这里Θ和Zout表示如下
Zout=ZinΠk=0m-2cosθk]]>由于由输入I和Q成分确定的信号矢量是围绕I-Q平面的原点旋转，将对中心载波频带被频移，该频带的不同的信号矢量是在中心载波频带获得的。
此外，在多路载波通信中，尤其是在多载波CDMA通信中，本发明可以提供一种简化的频移电路，其不需要ROM和多路复用器，减少了功耗，并且适合较小尺寸的便携终端。由于频移电路按照数字计算的方式在I-Q平面上旋转信号矢量，所以能够非常准确的将在较高频带和较低频带中接收的信号解调成为中心频带的信号。
图1示出了采用根据本发明的一个实施例的频移电路的解调电路的电路方块图；图2示出了在图1中的频移电路中使用的相位累加器的方块图；图3A是在图2中的相位累加器中使用的计数器的方块图；图3B是显示采样率时钟和计数器输出之间相互关系的一个时序图；图4示出了图1中的频移电路中使用的频移控制信号产生器的方块图5示出了在图1的频移电路中使用的反旋转器的方块图；图6示出了在图1的频移电路中使用的旋转器的方块图；图7示出了在旋转器和反旋转器中使用的局部旋转电路的方块图；图8示出了在旋转器和反旋转器中使用的初始旋转电路的方块图；图9是示出在每一个旋转器和反旋转器中的每一级局部旋转电路中，局部旋转角度和它的余弦之间的对应的表格；图10示出多路载波信号的功率谱的一个例子的示意图。
下面，将参照附图描述本发明的一个优选的实施例。
根据本发明的一个频移解调电路包括已知的正交频率变换器(未示出)，其从接收的信号中按照正交解调方案再现同相(I)分量和正交(Q)分量。
在此，如图10所示，I和Q分量是从在中心载波和两个副载波上接收的信号中再现的。副载波的频率是通过从中心载波频分别在较低频率和较高频率上频移一个相同的量的频率。在这个例子中，每一个副载波的频率偏移是1.25MHz，而码片率是1.2288Mcps。如前面所描述的，由于载波的数量是3，所以可以获得43.3kbps的最大数据率。
如图1所示，频移解调电路还包括一模拟-数字(A/D)变换器101，其根据具有八倍于码片率的采样率的采样率时钟，将输入的I和Q分量变换成数字形式。A/D变换器101输出数字的I和Q分量到每一个反旋转器(或负频移器)102，非旋转器(或非移相器)103，以及旋转器(或正频移器)104。反旋转器102，非旋转器103，以及旋转器(或正频移器)104分别连接到有限脉冲响应(FIR)滤波器105、106和107。FIR滤波器105、106和107对于分别对应于去扩频器(未示出)的中心载波载波-0和对于较高副载波载波+1的输出信号I+1和Q+1，对于中心载波载波-0的信号I0和Q0，以及对于较低副载波载波-1的信号I-1和Q-1，具有相同的带通滤波特性。如后面将描述的，相位累加器108根据预定的采样率时钟产生相位数据Φ，频移控制信号产生器109将相位数据Φ变换成频移控制数据D，并且将输出到每个反旋转器102和旋转器104。
通过围绕I-Q平面的原点旋转副载波载波+1的I和Q分量确定的一个信号点，反旋转器102将来自副载波载波+1的频率的I和Q分量的频率降低到中心载波频带。这里，频移量是-1.25MHz。非旋转器103不频移中心载波的频率，而是进行增益和时间补偿。通过围绕I-Q平面的原点旋转副载波载波-1的I和Q分量确定的一个信号点，旋转器104将来自副载波载波-1的频率的I和Q分量的频率升高到中心载波频带。这里，频移量是+1.25MHz。
在这种方式中，副载波载波+1和载波-1各自的输入信号矢量被频移到中心载波载波-0的频带，因此通过对于中心载波载波-0具有相同带通滤波特性的FIR滤波器105、106和107输出各个信号矢量(I+1，Q+1)、(I0，Q0)和(I-1和Q-1)。
相位累加器参照图2，相位累加器108是由采样率时钟产生器201、计数器202、全加器203和寄存器204组成。例如，全加器203是一个13位全加器，寄存器204是一个13位寄存器。由采样率时钟产生器201产生的采样率时钟被输出到计数器202和寄存器204以及A/D变换器101。采样率时钟的整数倍或分数可以输出到计数器202和寄存器204。计数器202按照N(N＝3)将采样率时钟分频，并输出一个进位信号W到全加器203。全加器203将在输入端A接收的寄存器204的输出、在输入端B接收的预定二进制数字Z(在此为十进制的1041)、以及在输入端C接收的进位信号W相加。13位寄存器204按照采样率时钟存储全加器203的输出。
其后，每一载波的码片率设定为1.2288Mcps。关于采样率，设定一个码片是按照八倍于该码片率的过采样率采样的。此外，设定每一副载波偏离中心载波的频移是1.25MHz。在这时，每个样值的的频移δ是1.25MHz/(1.2288Mchips/秒×8样值/码片)，其大致是0.127/样值。因此，δ和360度的乘积Δ大致是45.7度。通过取Δ作为单位角，在从-180度到+180度的360度范围内的相位是用13位二进制数字表示的。换句话说，360度被分成213(＝8192)份。因此，212(＝4096)角表示点是以相等的间隔设置在-180度和0度之间，212(＝4096)角表示点是以相等的间隔设置在0度和+180度之间。通过用“212”大致表示(Δ/360)，我们得到((1041+2/3)/213)。将十进制数字“1041”变换成13位二进制数Z，我们得到“0 0100 0001 0001”。
如图2所示，全加器203被提供有13位寄存器204的输出作为它的输入A，并且还被提供有上面所述的十进制数Z作为它的输入B，即，十进制数1041(此后简称为“1041”)。全加器203将输入A和为1041的输入B相加。因此，计算“A+1041”。此外，为了将分数2/3加到结果“A+1041”，即，为了计算“A+(1041+2/3)”，从计数器202输出的进位信号W被输入到全加器203的进位端C。
最后，“A+(1041+2/3)”的结果从13位寄存器204输出作为相位数据Φ。13位寄存器204在采样率时钟的定时(例如，上升沿)保持全加器203的输出。以这种方式，相位累加器108与采样率时钟同步地产生相位数据Φ作为等于单位角Δ和自然数的乘积的二进制数。
参照图3A，计数器202是由两个D触发电路301和302以及一个或非门303组成。触发电路301的输出Q被连接到触发电路302的输入端D和或非门303的一个输入端。或非门303的另一个输入端连接到触发电路302的输出Q端。或非门303的输出连接到触发电路301的D输入端。采样率时钟被提供到触发电路301和302的时钟端。触发电路302的反相输出端QB作为进位信号W被输出到全加器203的进位输入端C。在这个例子中，计数器202按照N＝3将采样率时钟分频。
如图3B所示，进位信号W，即，在两个采样率时钟周期期间计数器202的输出是“1”，在采样率时钟一个周期期间器输出为“0”。因此，当全加器203的进位输入端C输入来自计数器202的进位信号时，每三个时钟周期2被加到(A+B)。因此，在每个时钟周期2/3被加到全加器203的输出端。
频移控制信号产生器参照图4，频移控制信号产生器109接收来自相位累加器108的相位数据Φ，产生13个局部相位(Φ-1，Φ0，Φ1，...Φ10，Φ11)和13个控制信号D(D-1，D0，D1，...D10，D11)。
其后，将描述基于相位数据Φ的用于产生控制信号D的算法。在图4中，示出了用于实现该算法的功能块。该算法是用如下步骤执行的
步骤1)k＝-1 且Φk＝Φ；步骤2)Dk＝Φk的符号位；步骤3)如果k＝11那么退出，否则到步骤4)；步骤4)当Dk＝0，Φk+1＝Φk-θk；当Dk＝1，Φk+1＝Φk+θk；步骤5)k＝k+1；步骤6)去到步骤3)。
更具体地说，K被设置为-1而相位Φ被设置为Φ-1。如果Φ-1为一个正值，那么控制信号D的最高有效位(MSB)D-1被设置为逻辑值“1”，而Φ0被设置为Φ-1+90。如果Φ-1为一负值，那么D-1被设置为逻辑值“0”，而Φ0被设置为Φ-1-90。
接下来，确定较早获得的数值Φ0是否正值或负值。如果Φ0为一个正值，那么D0的逻辑值被设置为1，而Φ1被设置为Φ0+θ0。如果Φ0为一负值，那么D0被设置为逻辑值“0”，而Φ1被设置为Φ1＝Φ0-θ0，这里θ0＝arctan(20)。通常，θk＝arctan(2-k)。
接下来，确定Φ1是否是正值或负值。如果Φ1为一个正值，那么D1的逻辑值被设置为1，而Φ2被设置为Φ1+θ1。如果Φ1为一负值，那么D1被设置为逻辑值“0”，而Φ2被设置为Φ2＝Φ1-θ1。
在此，由标号401到404表示的十二个数据选择器根据Φk的符号位提供将被加到Φk或从Φk减去的θk，即，Φk是正值或负值。如果Φk是正值，那么-θk被提供到相应的加法器。当Φk是负值时，那么+θk被提供到相应的加法器。通常，如果Dk具有一个逻辑值“0”，那么Φk+1＝Φk-θk。如果Dk具有一个逻辑值“1”，那么Φk+1＝Φk+θk。
通过以这种方式产生Φk，Φk的数值可以变为尽可能近地接近0。所以改善了旋转角度Θ的精度近似，在I-Q平面信号矢量是按该角度Θ旋转的。通常，如果K值变为较大，那么arctan(2-k)被设定为将大致为2×arctan(2-k-1)。因此，这个方法是更有效的。
旋转器和反旋转器参照图5，旋转器104被设计为按照基于控制信号D(D- 1，D0，D1，...D10，D11)确定的角度Θ，在I-Q平面上旋转信号矢量。旋转器104是由13个级联的局部旋转电路(R-1，R0，R1，...R10，R11)组成。各个控制信号D-1，D0，D1，...D10，D11被提供到局部旋转电路R-1，R0，R1，...R10，R11。
参照图6，反旋转器102被设计为按照基于控制信号D(D- 1，D0，D1，...D10，D11)确定的角度-Θ，在I-Q平面上旋转信号矢量。反旋转器102是由与旋转器104中所使用的相同的局部旋转电路(R- 1，R0，R1，...R10，R11)，以及反相器INV-1、INV0、INV1、...INV10、INV11组成。各个控制信号D-1，D0，D1，...D10，D11通过反相器INV-1、INV0、INV1、...INV10、INV11提供到局部旋转电路R-1，R0，R1，...R10，R11。
参照图7，在最初级的局部旋转电路R-1接收来自A/D变换器101的Iin和Qin分量信号，并输出Qout-1和Iout-1分量信号到下一级局部旋转电路R0。
局部旋转电路R-1包括两个乘法器801和802，一个符号反相器803。Qin分量信号被输入到乘法器801。Iin分量信号被输入到乘法器802。控制信号D-1被输入到符号反相器803和乘法器801。符号反相器803将它的输出提供到乘法器802。
换句话说，局部旋转电路R-1的输入和输出之间旋转是由下面的公式(1)表示的Iout，-1，＝D-1×Qin和Qout，-1＝-D-1×Iin(1)，这里D-1用数字值表示，致使数字值“1”由逻辑值“1”表示，数字值“-1”由逻辑值“0”表示。
局部旋转电路R-1是用于按一个角度θ-1旋转信号矢量的电路。根据公式(1)，当控制信号D-1的数值是“-1”时，θ-1是正90度，当控制信号D-1的数值是“1”时，θ-1是负90度。在这种方法中，局部旋转电路R-1旋转信号矢量而没有改变信号矢量的绝对值。
参照图8，局部旋转电路RK是局部旋转电路R0到R11中的任何一个，它接收来自前面的一级的Qin，K和Iin，K，并输出Qout，K和Iout，K。局部旋转电路包括两个常数乘法器701和704，两个乘法器702和705，以及两个加法器703和706。信号Iin，K被输入到加法器703和常数乘法器701。常数乘法器701的输出在乘法器702与相应的控制信号Dk相乘。乘法器702的输出符号被反相并且被输入到加法器706。信号Qin，K被输入到加法器706和常数乘法器704。常数乘法器704的输出在乘法器705与相应的控制信号Dk相乘。乘法器705的输出被输入到加法器703。换句话说，局部旋转电路R0到R11中的每一个的输入和输出之间的关系是由下面的公式(2)表示的Iout，K＝Iin，K+2-K×DK×Qin，K和Qout，K＝-2-k×Dk×Iin，K+Qin，K(2)，其中Dk使用数值表示，例如数值“1”用逻辑值“1”表示，数值“-1”用逻辑值“0”表示。
局部旋转电路Rk(R0到R11)是用于按一个角度θK旋转信号矢量(Qin， K，Iin，K)的电路。根据公式(2)，当控制信号Dk的数值是“-1”时，θk是+arctan(2-k)，当控制信号Dk的数值是“1”时，θk是-arctan(2-k)。在这种方法中，每个局部旋转电路R0到R11按一个角度θK旋转信号矢量Qin，K，Iin，K。作为旋转的结果，输入信号矢量的绝对值Zin，k变成与cosθK的倒数成比例。因此，输出信号矢量的绝对值Zout，k变成(Zin/cosθK)。
在此之前，描述了局部旋转电路。旋转器104是通过级联13个局部旋转电路(R-1，R0，R1，...R10，R11)。当具有绝对值Zin的信号矢量(I，Q)被输入到旋转器104时，按一个角度Θ旋转信号矢量，而且它的绝对值变成Zout以从旋转器104输出它。角度Θ和Zout是由下面的公式(3)和(4)表示的
Zout=ZinΠk=011cosθk...(4)]]>图9是显示k，2-k，θK，cosθK，以及45×2-k中的关系的一个表格。根据该表，等式(4)的右侧的分母是常数0.6072529591。
如上面所述，在多载波通信中，尤其是多载波CDMA通信中，前面描述的本发明提供了一种结构简单、功耗低并适合于小尺寸的编写终端的频移电路。由于频移电路通过数字计算的方式在I-Q平面上旋转信号矢量，所以它能够相当准确的将接收的较高和较低频带的信号解调成中心频带的信号。
权利要求
1.一个数字电路，其用于将一个信号矢量的频带移到一个预定的频带，其中信号矢量是由在I-Q平面上的一对I(同相)和Q(正交)分量确定的，该数字电路包括一控制数据产生器，用于从所述频带和所述预定频带之间的频率差中产生控制数据；一个信号矢量旋转器，用于按照基于控制数据确定的一角度在I-Q平面上旋转信号矢量，以产生所述预定频带的一输出信号矢量。
2.根据权利要求1所述的数字电路，其特征在于包括一个模拟-数字变换器，用于按照一预定的采样时钟将模拟信号矢量变换成所述信号矢量，其中控制数据产生器包括一个相位数据产生器，用于与所述预定的采样时钟同步地从所述频率差中产生相位数据；以及一个变换器，用于将所述相位数据变换成由多个控制位组成的控制数据。
3.根据权利要求2所述的数字电路，其特征在于信号矢量旋转器包括多个局部旋转器，它们按照旋转角的降序排列串联连接，其中每个局部旋转器接收控制数据的控制位的一个不同的位，并且按照基于从变换器接收的相应的控制位的一预定角度旋转前面一级的输出。
4.根据权利要求2所述的数字电路，其特征在于相位数据产生器通过计算单位角的整倍数产生相位数据，其中单位角是从在预定的采样时钟的每个周期的频移中获得的。
5.一个数字电路，其用于将多个输入信号矢量的多个频带频移到一个预定的中心频带，以便为每个频带产生输出信号矢量，其中每个信号矢量是由在I-Q平面上的一对I(同相)和Q(正交)分量确定的，该数字电路包括一个模拟-数字变换器，用于按照预定的采样时钟将模拟信号矢量变换成输入信号矢量；一控制数据产生器，用于从多个频带中的每一个频带和该预定中心频带之间的频率差中产生控制数据；一个信号矢量旋转器，其对应于多个频带中的每一个，用于按照基于相应的控制数据确定的一角度在I-Q平面上旋转所述输入信号矢量，以将输入信号矢量的频带移到预定的中心频带；以及对应于信号矢量的一带通滤波器，用于接收信号矢量旋转器的输出并且通过预定中心频带的输出信号矢量。
6.根据权利要求5所述的数字电路，其特征在于控制数据产生器包括一个相位数据产生器，用于与预定的采样时钟同步地从频率差中产生相位数据Φ；以及一个变换器，用于将相位数据Φ变换成有多个控制位Dk组成的控制数据D，其中-1≤k≤m-2，m是正整数。
7.根据权利要求6所述的数字电路，其特征在于相位数据产生器通过计算一单位角Δ的整倍数产生相位数据Φ，其中单位角是在预定的采样时钟的每个周期的频移δ中获得的，其中单位角Δ是用360°×δ表示的，其中频移δ是通过按预定采样时钟的频率分割所述频率差获得的，并且是用RN/2m的形式表示的，其中RN是有理数。
8.根据权利要求7所述的数字电路，其特征在于变换器按照下面的步骤执行变换操作步骤1)k＝-1且Φk＝Φ；步骤2)Dk＝Φk的符号位；步骤3)如果k＝m-2那么退出，否则到步骤4)；步骤4)当Dk＝0，Φk+1＝Φk-θk；当Dk＝1，Φk+1＝Φk+θk；这里θk＝arctan(2-k)；步骤5)k＝k+1；步骤6)到步骤3)。
9.根据权利要求8所述的数字电路，其特征在于信号矢量旋转器包括多个局部旋转器Rk，它们按照旋转角的降序排列串联连接，其中局部旋转器Rk分别接收控制位Dk，每一个局部旋转器Rk按照基于从变换器接收的相应的控制位的一预定角度旋转前面一级Rk-1的输出。
10.根据权利要求9所述的数字电路，其特征在于第一局部旋转器R-1按照一个角度θ-1旋转输入信号矢量(Iin，Qin)以产生第一输出信号(Iout，-1，Qout，-1)如下Iout，-1，＝D-1×Qin；Qout，-1＝-D-1×Iin，每个局部旋转器Rk(0≤k≤m-2)按照一个角度θk旋转输入信号矢量(Iin，k，Qin，k)以产生输出信号(Iout，k，Qout，k)如下Iout，k＝Iin，k+2-k×Dk×Qin，k；Qout，k＝-2-k×Dk×Iin，k+Qin，k，这里Dk用数字值表示，致使数字值“1”由逻辑值“1”表示，数字值“-1”由逻辑值“0”表示。
11.根据权利要求9所述的数字电路，其特征在于信号矢量旋转器按照一角度Θ旋转具有绝对值Zin的输入信号矢量(Iin，Qin)，同时绝对值Zin变成Zout，这里Θ和Zout表示如下
Zout=ZinΠk=0m-2cosθk]]>
12.根据权利要求1-11中的任何一个所述的数字电路，使用在多载波CDMA通信系统的接收机中，其特征在于数字电路将输入信号矢量的两个载波带频移到一个中心载波带以致为每个载波带产生输出信号矢量。
13.一种用于将信号矢量的频带频移为预定频率带的方法，其中信号矢量是由在I-Q平面上的一对I(同相)和Q(正交)分量确定的，该方法包括步骤从所述频带和所述预定频带之间的频率差中产生控制数据；按照基于控制数据确定的一角度在I-Q平面上旋转信号矢量，以产生所述预定频带的一输出信号矢量。
14.一种用于将信号矢量的多个频带频移为一预定中心频带以为每个频带产生输出信号的方法，其中信号矢量是由在I-Q平面上的一对I(同相)和Q(正交)分量确定的，该方法包括按照一预定的采样时钟将模拟信号矢量变换成输入信号矢量；从多个频带中的每一个频带和该预定中心频带之间的频率差中产生控制数据；按照基于相应的控制数据确定的一角度在I-Q平面上旋转所述输入信号矢量，以将输入信号矢量的频带移到预定的中心频带；以及从信号矢量旋转器的输出中滤除预定中心频带之外的频带，并且通过预定中心频带的输出信号矢量。
全文摘要
一种适用于多载波通信系统的数字解调器的频移电路。在按照预定采样时钟将模拟信号矢量(I,Q)变换成输入信号矢量之后,从副载波带和中心载波带之间的频率差中产生控制数据(D
文档编号H04L27/26GK1271220SQ0010566
公开日2000年10月25日 申请日期2000年4月14日 优先权日1999年4月15日
发明者市原正贵 申请人:日本电气株式会社