专利名称：无线fm接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种无线FM接收机，该接收机装备有一个压控振荡器，该振荡器可以通过二分频器连接到一个正交合并电路，以对所接收的无线信号进行下变频并提供正交输出信号，该接收机还装备有连接到所述合并电路的检测和声音再现装置。
一个合成器被用于电调谐无线电中以将压控振荡器(VCO)调谐到一个希望的接收信道。实际上，VCO信号被直接提供给缓冲区，随后提供给一个合并电路。不过，在一个具有用于抑制镜像频率的集成装置的接收机结构中，通常将VCO调谐到比调谐到所希望的信道需要的频率更高的频率上。在这种情况下，在振荡器之后跟随一个分频器(具体是一个二分频器)，以服务于一个实施可能的镜像频率抑制的正交合并电路。然后，其输出信号被提供给两个缓冲区，并随后基于正交来提供给连接到其上并在相同频率上工作的合并电路。
这种无线FM接收机是已知的，例如，在US-A-5,761,615中有介绍。
近年来开发了一种类型名称为TEA 6840的汽车无线IC。开发这种IC的一个目的是通过可能提供替代块或增加功能而对于该IC的基本结构有最小影响来增强其功能。
需要改善调谐到欧洲/美国频带的TEA 6840 IC的一个方面是所谓日本频带的接收。需要对调谐部分做出改动以增强其功能。如上所述，这种改动不应当改变该IC的基本结构；VCO频率的调谐范围必须保持不变。
通常用于欧洲和美国的FM模式中理想的接收信道在87.3MHz和108.3MHz之间。但是，在日本，理想的接收信道在76MHz和90MHz之间。下面的表I分别列出了用于欧洲/美国(EU/US)情形、使用二分频器的日本情形(2-JP)以及传统的日本情形(1-JP)中的振荡器的接收信道的频带、振荡器频率范围、合并频率、所获得的中心频率以及调谐电压范围。
表I
在一个振荡器频率fVCO的范围为196MHz到238MHz的情况下，二分频器为一个信号提供范围在98MHz到119MHz的合并频率fEU。在调谐到欧洲/美国频带的过程中在混频器元件中获得的中心频率在10.7MHz。在这种情况下，振荡器的调谐电压可以在大约2到5.5之间变换。对于日本频带(从76到90MHz；见表I中的2-JP)，相同的二分频器可以用于频率在173.4到201.4MHz之间的振荡器获得10.7MHz的中心频率。振荡器的调谐电压可以在大约1到2.5之间变化。但是，由于实际出现的调谐问题，这种情况是不理想的。在上述情况中，单元所调谐到的频率在合并频率之下。不过，在传统的日本情况(表I中的1-JP)下，合并频率在单元所调谐到的频率之下。从而产生了对于适合于欧洲/美国频带和日本频带的通用接收机的镜像频率抑制问题。
因此，本发明的一个目的是提供一种无线FM接收机，它适合于欧洲和美国的无线接收也适合于日本的无线接收，并避免了上述问题。
根据本发明，开始段落中所描述的无线FM接收机的用途，其特征在于除了提供一个振荡器可以连接到合并电路的三分频器之外，还提供了用于通过二分频器或者三分频器将混频器元件连接到振荡器的开关装置。
例如，给定振荡器频率fVCO在196MHz到238MHz之间，则二分频器将为一个信号提供在范围98MHz到119MHz之间的一个合并频率fEU，三分频器将为一个信号提供范围在65.3MHz到79.3MHz之间的一个合并频率fJP。对于欧洲/美国频带和日本频带，在调谐过程中获得的中心频率都在10.7MHz。根据本发明的方法使得可能避免由于欧洲/美国和日本的频带之间的差所引起的问题、伴随的镜像频率抑制问题，以及VCO调谐电压中的差；见表II。
表II
如果使用了二分频器，即如果不需要合并欧洲/美国和日本频带，则可以用50％的负载周期通过接通VCO信号的脉冲前沿轻易地获得正交信号。但不能以这种方式获得用50％的负载周期的三分频器。如果正交信号中的一个的脉冲前沿与VCO信号的脉冲前沿一致，则其它正交信号的脉冲前沿将与该VCO信号中的一个脉冲的中心一致；通过接通VCO信号的脉冲前沿无法获得后面的正交信号。显然还可能产生第二个正交信号，因为第一个正交信号可能相移90°。不过，这将导致这里所讨论的频带的大约3°的错误，这已经高到了不可接受的程度。
为了解决这个问题，无线FM接收机此外的特征还在于为三分频器装备一个分频器电路，该电路为每三个VCO信号周期提供n个循环输出信号Vn(t)，在此Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)(n＝1，…，6)，且Δt＝半个VCO周期的持续时间，并装备有两个相加网络，在其中的每一个中，循环输出信号被与为获得一个正交分量所设计的预定加权因数相合并，于是如此获得的合并信号被引导通过一个低通滤波器。在产生正交信号中非常精确的一个三分频器在这种方式中成为可能的，这意味着有意义的是将它与一个二分频器一起包括在无线FM接收机中以使后者适合于欧洲/美国频带和日本频带中的接收。
在一个优选实施例中，用于获得第一正交分量的加权因数具有(-2，+2，+4，+2，-2，-4)的相互比，而用于获得其它正交分量的加权因数具有(-3，-3，0，+3，+3，0)的相互比。循环交换被包括在里面。
本发明不仅涉及一种无线FM接收机，还涉及一个可用于如前面任何一个权利要求中所述的无线FM接收机的分频器。根据本发明，所述分频器被装备一个分频器电路，该电路为每1/2n个振荡器信号周期提供n个循环输出信号Vn(t)，在此Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)，其中n是一个整数，Δt＝半个振荡器周期的持续时间，并装备有至少一个相加网络，其中循环输出信号被与预定的加权因数合并，于是所获得的合并信号被引导通过一个低通滤波器。对于n＝6和两个相加网络，可以获得用于如上所述的无线FM接收机的相当简单的三分频器。n也可能是其它值。在二分频器的情况下，n可以等于4。通过调整加权因数，还可能用来自任何数量的振荡器周期的确定频率构成信号；在这种情况下，不需要构成振荡器周期的数量与频率之间的直接联系。
下面参考附图来更详细地描述本发明，其中
图1是根据本发明的无线FM接收机的框图；图2表示根据本发明用于图1的无线FM接收机中的三分频器；图3A、3B、3C和3D是用来说明图2的三分频器的操作的图；图4表示在三分频器中的分频器电路以及两个相加网络的更详细的如图1中的框图所示的无线FM接收机包括天线1、无线频率接收机部分2和用于获得中心频率正交信号I和Q的两个混频器4和5构成的合并电路3，还包括连接到合并电路3的检测和声音再现装置6。提供了一个压控振荡器(VCO)7，其振荡器控制范围使得该频率除以二将会覆盖用于通常在欧洲和美国的接收信道上的无线信号接收的合并频率，而该频率除以三后将覆盖通常通过日本的信道的无线信号接收的合并频率。如上所述，例如，一个范围在196MHz到238MHz的振荡器频率fVCO将使得二分频器提供具有一个范围从98MHz到119MHz的合并频率fEU的信号，并使得三分频器提供具有一个范围从65.3MHz到79.3MHz的合并频率fJP的信号。对于欧洲/美国频带(98-119MHz)和日本频带(65.3-79.3MHz)，在调谐过程中从混频器获得的中心频率都位于10.7MHz。
二分频器8和三分频器9连接到VCO7，以分别将频率除以2和除以3。通过开关装置10将二分频器8的输出信号或者三分频器9的输出信号提供给混频器4和5。在混频器4和5中合并或所获得的中心频率正交信号I和Q被随后提供给检测和声音再现装置6。后面的单元还包括用于控制VCO和开关装置10的控制装置。
各种已知类型的负载周期为50％的二分频器可以用作连接到VCO的二分频器8。但是，具有负载周期为50％的精确的三分频器目前还是未知的。这种三分频器的一个实施例在图2的框图中给出。
图2所示的三分频器包括为每三个VCO信号循环提供一个循环输出信号Vn(t)的分频器电路11，在此Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)(n＝1，…，6)，Δt＝半个VCO周期的持续时间，并包括两个相加网络12和13，在其中的每一个中，循环输出信号被与为获得一个正交分量所设计的预定加权因数合并，于是，这样获得的合并信号被引导通过相应的低通滤波器14和15。
图3A示出了VCO信号。图3B给出了从中获得的信号Vn(t)。在相加网络12中，将这些信号Vn(t)被各自的加权因数-2，+2，+4，+2，-2，-4相乘，以及随后的相加将产生如图3C所示的一个信号，该信号经过低通滤波器14滤波之后产生一个信号sin(1/3.ωt)。将信号Vn(t)与相应的加权因数-3，-3，0，+3，0在相加网络13中相乘，然后再相加将产生如图3D所示的信号，该信号在低通滤波器15中滤波后将产生信号cos(1/3.ωt)。所获得的信号具有VCO频率的1/3的频率，但它们有90°的相位差；利用这些信号可以在混频器4和5中获得正交信号I和Q。
图4所示为分频器电路和两个相加网络的一个更详细的实施例。该电路包括一个衰减器、开关晶体管Q1，Q2，…，Q6(它们在半个VCO周期中被连续引导到导通状态)和两个控制晶体管Qc11和Qc12(由具有180°相位差的VCO信号触发它们)。集电极电阻Rc1，Rc2，…，Rc6两端的电压称作V_c1，V_c2，…，V_c6。假设Q1和Qc11通过电流，V_c1是最高的，而V_c2，…，V_c6具有如图5所示的逐步降低和升高的值。抽头电压值V_T4和V_T5将使得Q1和Q2的基极“高”，而另外的抽头电压值将使得其它晶体管Q3-Q6的基极“低”。然后，Q2和Qc12还在下半个VCO周期中通过电流。现在，V_c2为最高，V_c3，…，V_c6，Vc1如图5所示逐步降低和升高。抽头电压值V_T5和V_T6将使得Q2和Q3的基极“高”，这样Q3和Qc11将能够在下半个VCO周期中通过电流。从而对于V_c1，…，V_c6获得一个循环电压梯度。衰减器同时实现加权和相加。换句话说，分频器电路11和两个相加网络12和13被集成。可以从集电极和抽头电压中获得两个正交信号。这样，例如，可以从集电极Q4和Q5之间的电压差获得一个正交信号，从抽头电压V_T4和V_T3之间的差获得另一个正交信号。
图6给出了其中开关晶体管的基极由一个射极输出器控制的改进实施例。从而避免了由导通的开关晶体管的不等于0的基极电流引起的问题。此外，可以升高开关晶体管的集电极电压，而不会有晶体管进入饱和态的风险。此外，从Q3和Q6的集电极之间的电压差获得一个正交信号，而从抽头电压V_T5和V_T2之间的差获得其它正交信号。从而获得更对称的正交电压。
图7是一个完整的三分频器的实施例的更详细的图。该电路表示图6所示的电路增加了两个独立的包括加权因数的电流相加网络，该网络包括晶体管电路QC1a，b，QC2，a，b，…，QC6a，b、连接到其上的低通滤波器，还包括电阻器RcosA，RcosB，RsinA和RsinB，以及各个相加网络中的晶体管的寄生电容。从点A和B之间的电压差可以获得用加权因数-2，+2，+4，+2，-2，-4得到的一个被滤波的正交信号，点A处的电压由通过Q2，Q3和Q4的电流构成，点B处的电压由通过Q1，Q5和Q6的电流构成。从点C和D之间的电压差获得另外的被滤波的正交信号，点C处的电压由通过Q1和Q2的电流构成，点D处的电压由通过Q4和Q5的电流构成。在后面的情况中，因为通过Q3和Q6的电流没有包括在判定点C和D处的电压，所以由因数0来加权。因此，以这种方式，从其中具有正加权因数的集电极电流被相加在一起的点与其中具有负加权因数的集电极电流被相加在一起的点之间的电压差，可以获得三分频器的输出信号。
权利要求
1.一种装备有压控振荡器的无线FM接收机，该振荡器通过一个频率二分器连接到正交合并电路，以对所接收的无线信号进行下变频并提供正交输出信号，该无线FM接收机还装备有连接到所述合并电路的检测和声音再现装置，其特征在于此外还提供了一个三分器，利用该三分器可以将振荡器连接到合并电路，还装备有开关装置，用于通过二分器或者三分器将混频器元件连接到振荡器。
2.如权利要求1所述的无线FM接收机，其特征在于频率三分器装备有一个分频器电路，它为每三个VCO信号循环提供n个循环输出信号Vn(t)，其中Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)(n＝1，…，6)，且Δt＝半个VCO周期的持续时间，并装备有两个相加网络，在其中的每一个中，循环输出信号被与为获得一个正交分量所设计的预定加权因数相合并，于是如此获得的合并信号被引导通过一个低通滤波器。
3.如权利要求2所述的无线FM接收机，其特征在于用于获得第一正交分量的加权因数具有(-2，+2，+4，+2，-2，-4)的相互比，而用于获得其它正交分量的加权因数具有(-3，-3，0，+3，+3，0)的相互比。
4.如权利要求2或3所述的无线FM接收机，其特征在于分频器电路、相加网络以及可能有低通滤波器一起构成一个集成单元。
5.如权利要求2、3或4所述的无线FM接收机，其特征在于频率三分器装备有两个由VCO信号触发的控制晶体管，每个晶体管能够控制三个开关晶体管，还装备有一个衰减器，该衰减器包括开关晶体管的集电极电阻，利用其衰减器，电流通过开关晶体管中的一个，在每半个VCO循环中有其伴随的集电极电阻，在该循环中，逐渐降低和升高的电流通过其它的集电极电阻，并且在每个随后的半个VCO循环中，每次在循环顺序中，下一个开关晶体管通过电流。
6.如权利要求5所述的无线FM接收机，其特征在于从其中具有正加权因数的集电极电流被相加在一起的点与其中具有负加权因数的集电极电流被相加在一起的点之间的电压差获得三分器的输出信号。
7.如前面任何一个权利要求所述的适用于一种无线FM接收机的分频器，其特征在于所述分频器装备有一个分频器电路，它为每1/2n个振荡器信号循环提供n个循环输出信号Vn(t)，其中Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)，其中n是一个整数，Δt＝半个振荡器周期的持续时间，并装备有至少一个相加网络，其中循环输出信号被与预定的加权因数合并，于是所获得的合并信号被引导通过一个低通滤波器。
全文摘要
一种无线FM接收机装备有压控振荡器,它可以通过二分频器连接到正交合并电路,以对所接收的无线信号进行下变频,并提供正交输出信号。该接收机还装备有连接到该合并电路的检测和声音再现装置。还提供了三分频器,利用它可以将振荡器连接到合并电路,还提供了用于将通过二分频器或者通过三分频器连接到混频器元件连接到振荡器的开关装置。
文档编号H04B1/10GK1344435SQ00805281
公开日2002年4月10日 申请日期2000年12月22日 优先权日2000年1月19日
发明者W·G·卡斯佩科维茨 申请人:皇家菲利浦电子有限公司