专利名称：Qam解调器中相位噪声和相加噪声的估值的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于解调由QAM方案调制的信号的正交调幅(QAM)类型的解调器。
背景技术：
正交调幅(QAM)是一种通过对分别用两个正交载波而相互独立生成的两个基带信号进行调幅，并且相加结果信号来产生QAM信号的中频(IF)调制方案。QAM调制被用于将数字信息调制到合宜的频带。这可能使由信号占据的谱带和传输线通频带相配，从而允许信号频分多路复用，或使信号能通过较小的天线被发射。QAM已经被数字视频广播(DVB)和数字音频视频协会(DAVIC)以及多媒体电缆网系统(MCNS)采用，作为用于数字电视信号在同轴线、混合光纤同轴线(HFC)以及微波多端口无线分布系统(NMDS)电视网上传输的标准主体。
QAM调制方案存在不同等级(4、16、32、64、128、256、512、1024)，提供2、4、5、6、7、8、9和10 Mbit/s/MHz。这在美国6 MHz CATV频道上提供了大约42Mbit/s(QAM-256)，并且在8 MHz欧洲CATV频道提供了56 Mbit/s。这代表了有等同于10个PAL或SECAM的电视频道在单一模拟电视节目的等效带宽上传输，以及大约2到3个高清晰度电视(HDTV)节目。音频和视频流被数字化编码并映射成由188字节组成的MPEG2传输流包。
位流被分解成n个比特包。每个包都被映射为由两个分量I和Q代表的QAM符号，(例如，n＝4的位被映射成一个16-QAM符号，n＝8的位被映射成256-QAM符号)。I和Q分量通过滤波和使用能引导到唯一射频(RF)谱的正弦和余弦波(载波)来进行调制。I和Q分量通常由代表同相和正交坐标接收的可能离散值的群集来表示。下面给出被传输的信号s(t)s(t)＝Icos(2πf0t)-Qsin(2πf0t)，其中，f0是RF信号的中心频率。I和Q分量通常是使用在发射机和接收机上的上升余弦滤波进行滤波的滤波波形。这样，结果RF谱就以f0为中心，并且具有R(1+α)的带宽(其中，R是符号传输速率，α是上升余弦滤波的滚降因子)。符号传输率是传输位率的1/nth，因为在每个时间单位1/R中，n个位才能映射为一个QAM符号。
为了从调制的载波中恢复基带信号，在传输线路接收端就使用了解调器。接收机必需控制接收信号的输入放大器的增益，恢复信号的符号频率，并且恢复RF信号的载波频率。在这些主要功能之后，接收在表示被传输的QAM符号以及传输中加入的噪声的总和的I/Q群集中的一个点。为了确定传送的QAM符号的最大可能数，接收机随后依据位于QAM符号之间距离的一半处的线来进行阈值确定。根据这个符号，使用调制器中相同的映射对位进行解除映射。通常，位随后通过前向误差解码器对在实际传输QAM符号上可能误差的结果纠正。前向误差解码器通常包含去交织器，去交织器的任务就是对可能突然发生以及很难纠错的误差展开。
通常，在传输调制信号中，会碰到两种消弱，相位噪声和相加噪声。相位噪声是由在调制器和解调器中不同的混频器和本机振荡器产生。相位噪声信号的边频带是相干的，这意味着上位频率的边频带与下位频率的边频带具有明确的相位关系。相加噪声，也被称为相加高斯白噪声，是一种具有在指定频带上具有连续和均匀的频谱的随机噪声。通常，我们很难估计出解调器应该补偿的相位噪声或相加噪声的量。为了补偿相位噪声，必须增加载波环路带宽。然而，这引起由于相加噪声增加而产生的信号衰减。为了补偿相加噪声，应该减少载波环路带宽，但这将引起相位噪声增加而信号衰减的影响。
在已有技术中，已经有几种为了消除相位噪声和/或相加噪声而做的尝试。授予Yoshida的美国专利号5,315,618的专利讨论了一种用于消除周期性载波相位抖动的方法和设备。在Yoshida的发明中，如果解调的复杂基带信号的相位由于相位抖动而偏离QAM信号点，就检测到相位误差，并且一个相位抖动的拷贝就被计算和应用于用于消除复杂基带信号中所含有的相位抖动的导入相位旋转上。授予Naegeli等人的美国专利号4,675,613的专利揭示了一种在同步解调器系统中提供用于对由系统中相位调制以及相加噪声引起的误差进行最小化和补偿的电路。在一个实施例中，通过装备含有恒定环路滤波器噪声带宽来减少相位噪声的锁相环和含有用于一阶相加噪声纠错的RMS检测器的同步解调器系统实现了对这样的误差的一阶纠错。将信号传送给RMS检测器的分解滤波器被制成和环路噪声带宽具有的相同噪声带宽。授予Falconer的美国专利号RE31,351和4,213,095的专利分别揭示了调制数据信号的反馈非线性均衡和调制数据信号的前馈非线性均衡。在’351专利中，用于由线性和非线性失真、相位抖动和相加噪声消弱的QAM信号的接收机包括用于补偿这些消弱的电路。特别地，接收机包括在解调之前或之后，从每个接收信号采样中减去反馈非线性信号，并提供用于补偿非线性符号间干扰的处理器。在’095专利中，前馈非线性信号被添加入每个线性平衡接收信号的采样来提供用于补偿非线性符号间干扰。在每个专利中，反馈/前馈非线性信号包括单个采样乘积的加权和以及它们的复共轭。
本发明的一个目的在于提供一种能提供相位噪声和相加噪声联合估值，同时能够限制由一个估值对另一个估值引起相互之间的影响的QAM类型解调器。
发明内容
上述的目的已经通过具有载波恢复电路的QAM解调器达成，载波恢复电路包括产生由QAM解调器估计残余相位噪声估值和相加噪声估值的相位估值电路和相加噪声估值电路。为了优化载波环路带宽和达到最佳可能位误差率，本发明使得对本领域中所需的信息估值成为可能。这个信息可以被用来选择在相位噪声和相加噪声之间提供最佳折衷的载波环路带宽。相位噪声估值是依据由符号判定电路所确定的QAM符号和接收的QAM符号之间的最小均方误差来确定。误差仅依据在I和Q坐标上具有最大振幅的QAM符号确定。相加噪声估值除了仅依据在I和Q坐标上具有最小振幅的QAM符号确定外，还依据相位噪声估值中相同的误差来确定。相加噪声估值器并不依赖于信号的相位。
图1是本发明的解调器在其中可能使用的网络接口单元的框图。
图2是本发明的解调器的框图。
图3是如图2所示的解调器的第一AGC单元的框图。
图4是如图2所示的解调器的第二AGC单元的框图。
图5是如图2所示的解调器的部分的框图。
图6是如图2所示的解调器的直接数字合成器框图。
图7是如图2所示的解调器的数字定时恢复电路框图。
图8是通常已知内插模式的框图。
图9是在图7所示的数字定时恢复电路中使用的内插模式框图。
图10是在图2所示的解调器的符号判定电路中使用的相位噪声和相加噪声估值器的框图。
图11是在图2所示的解调器中使用的双位误差率估值器的框图。
具体实施例方式
参照图1，本发明的QAM解调器99通常被用作为网络接口单元92的一部分。网络接口单元92被定义为从电缆网络接收的信号95和多路分用器的输入信号93之间的接口模块。来自有线网络的信号95输入到调谐器96。调谐器的输入所接受的频率范围在47MHz到862MHz之间，并且将所选择的频率下变频为中间频率(IF)。这种IF频率依赖于频道的带宽，并与地理位置有关。例如，对NTSC，USA和JAPAN具有6MHz频道44MHz左右的IF，而PAL/SECAM和EUROPE具有8MHz频道36MHz左右的IF。调谐器的输出被输入表面声波(SAW)滤波器97，IF频率与SAW中心频率相等。SAW滤波器97的输出提供给被用来补偿SAW滤波器衰减的放大器98，随后放大器98的输出提供给QAM解调器99。放大器98也能具有由QAM解调器99的自动增益控制信号94控制的可变增益。QAM解调器99也可以用于其他使用QAM或QPSK解调的各种数字传输系统中，例如无线电链路、无线本地环路或内部网络。
参照图2，本发明的QAM解调器包括接收IF信号12的模-数(A/D)转换器25。A/D转换器25对IF信号12进行采样，并且在IF信号12的中心频率F0产生数字谱。A/D转换器25的输出信号14提供给为了将IF信号转换为基带信号而包括有直接数字合成器30的基带转换电路。A/D转换器25的输出信号14也提供给用于控制A/D转换器25的输入信号12的模拟增益的第一自动增益控制电路(AGC1)10。
在信号被转换为具有信号分量I(同相)和Q(正交)的基带信号，基带信号提供给用于对解调器电路的定时同步到输入信号符号上的定时恢复电路35。定时恢复电路35为对允许电路大范围恢复符号率的输入信号采样，而使用连续变化的内插滤波器，这在下面将进一步说明。信号随后提供给作为第二自动增益控制(AGC2)电路20的一部分的数字乘法器210。信号随后通过接收滤波器40并到均衡器45。AGC2电路20是一种数字AGC电路，并且执行在均衡器45的输入处对信号电平进行微调。数字AGC电路20仅考虑信号自身，因为相邻频道已经通过接收滤波器40进行滤波，并随后对可能由于相邻频道而减少输入功率的模拟AGC1电路10进行数字方式补偿。接收滤波器40是一种支持从0.11到0.30的滚降因子的平方根升余弦型，接收滤波器40接受定时恢复电路输出信号并确定高于43dB带外抑制。明显的抑制增加网络接口单元对相邻频道的补偿余量。均衡器45对网络中遇到的不同消弱例如不希望得到的幅频或相频响应进行补偿。有两种均衡器结构可以选择，可选中心抽头位置的横向或判定反馈。
均衡器45的输出信号提供给载波恢复电路50来恢复载波信号。载波恢复电路50允许获得和跟踪高到符号率12％的频率偏移。恢复的频率偏移可以通过I2C接口来监测。为了减少帮助提高位误差率的信号滤波降低，信息可以用来重调调谐器或解调器的频率。载波恢复电路50的输出信号52提供给符号判定电路55，并也提供给功率比较器电路230以及数字AGC2电路20中的数字环路滤波器220来提供增益控制信号225给乘法器210。在符号判定电路55中，信号提供给信号阈值检测器，随后到微分解码器，并最后到达产生传送到前向误差纠错电路60恢复位流57的DVB或DAVIC去映射器。符号判定电路55的输出也提供给功率比较器电路230。
前向误差纠错(FEC)电路60先执行帧同步61，在其中位流在输出处分解为204字节的许多包。这些包随后提供给去交织器和里德-索罗蒙(Reed-Solomon，RS)解码器65，在其中包被去交织，并且随后通过最大为8误差(字节)/每包的RS解码器执行纠错。如果有的话，RS解码器也提供其他涉及未纠错包和包中纠错字节位置的信息。有两种深度可以被交织器选择12(DVB/DAVIC)和17。深度17增加了系统抵御脉冲噪声的能力，但必须是假设信号在监视器中是以相同的值进行交织。在RS解码后，包为了能量分散迁移被去扰频。FEC电路60的数据输出93由MPEG2传输系统(TS)包构成，并且是解调器99的输出。另外，位误差率信号68和69被传输到依据误差纠错和帧模式识别来对低和高位误差率进行估值，并且产生位误差率信号72的双位误差率估值器电路70。
如上所述，双自动增益控制(AGC)电路设置于接收滤波器的前面和后面，来控制信号接收电平。第一AGC电路10控制A/D转换器输入信号的模拟增益。参照图3，A/D转换器25的输出信号14，为了对接收信号14的信号电平估值，并将其与预定的信号电平相比较，而提供给AGC 10的功率估值电路110。功率估值电路110包括用于将信号14转换成方波输入到比较器140的方波模块130。比较器140将输入信号和预定参考电压或比较器阈值电压进行比较，当输入信号电平与比较器阈值电压相符，就产生输出信号。比较器阈值电压或参考电压可以通过修正电路120进行适配。修正电路120对来自相邻频道125的信号出现进行监测，并且相应地调节参考电压。另外，饱和计数器115监测在A/D转换器中是否有任何饱和，如果有，为了通过调节参考电压来消除饱和，就传送一个信号给修正电路120。在信号通过比较器140之后，功率估值电路110的输出信号就提供给消除载波频率分量和信号谐波，但通过信号原始调制频率的数字环路滤波器150。数字环路滤波器150接收用于限制非线性而设定的放大器最大增益配置的配置信号152。数字环路滤波器150的输出信号162被转换为提供给RC滤波器170来产生控制A/D转换器的放大器的模拟增益的信号167的脉冲调制(PWM)信号160。数字环路滤波器的另一个输出提供了用于监测数字环路滤波器增益值的信号155。因为功率估值是通过数字环路控制来估计，控制模拟增益的PWM信号就产生非常稳定的控制。
第二AGC电路20位于接收滤波器40之后，因此只要考虑QAM信号接收功率自身，并且在阈值确定之间，将内部放大电平调节到正确的电平。第二AGC电路20对由相邻频道出现引起的第一AGC电路10衰减进行补偿，并且也将信号电平准确调节到确定的QAM信号的判决阈值电平。参照图4，定时恢复电路的输出信号42提供给第二AGC电路20的数字乘法器210。数字乘法器210将信号相乘，并随后如上所述提供给接收滤波器40、均衡器45和载波恢复电路50。载波恢复电路50的输出反馈给将载波恢复电路输出信号52与一组QAM值相比较的第二AGC电路20的功率比较器电路230。数字环路滤波器220过滤掉任何误差信号，并向数字乘法器210提供增益控制信号225。另外，信号227可由数字环路滤波器提供，以便监测增益的量。
参照图5和6，上述的直接数字合成器(DDS)30，即使在接收机具有大频率偏差的情况下，也把从A/D转换器25输出的信号14数字方式地调整到接收滤波器40的带宽之内，并且在由输入信号所用的频率值内提供更多灵活性。中间频率(IF)转换为基带信号是通过使用为了能将信号数字调整到接收滤波器带宽之内而应用的接收滤波器40前的第一DDS 30，和在定时恢复35后用来微调信号相位的载波恢复电路50中的第二DDS 545，以及均衡器45电路的组合来实现。
参照图6，在IF信号12通过A/D转换器25之后，A/D转换器的输出数字信号14提供给作为DDS1 30中一部分的乘法器304。乘法器304将数字信号14转换成两个组成QAM符号的并行分量I(同相)和Q(正交)。这些信号分量通过上述的接收滤波器40、均衡器45和载波恢复50电路进行处理。参照图5，载波恢复电路50包括频率偏移检测525电路和相位偏移检测535电路用于恢复向数字AGC2电路20以及符号判定电路55传送的载波信号。恢复的频率偏移可以通过I2C接口来监测，并且信息可以用于为了减少信号的滤波衰减，而调整调谐器频率，因此提高了位误码率。这个信息也可以为了在滤波器40前完全精确恢复频率，而作为信号527被发送至DDS1电路30。相位检测电路535向DDS2电路545发送信号537。使用双DDS结构来控制IF信号向基带信号下变频在长环路频率下变频对于频率恢复是最适合的情况下是具有优越性的，因为为了在均衡和载波频率估值前维持最大的信号能量，在接收滤波器40前，频率恢复已完成，而短环路载波相位恢复对于相位跟踪，特别是对于万一信号上有相位噪声的情况下是最适合的。
参照图6，载波恢复频率反馈信号527提供给DDS1电路30中的加法电路306。加法电路306将频率反馈信号527加到配置的IF频率27上，并且结果信号提供给累积由频率反馈信号527确定的频率元素的相位累积电路305。信号提供给含有合成信号的正弦值的常数表303。合成的信号316又反馈给乘法器304。参照图5，第二DDS2电路545除了对相位检测电路535的输出信号537进行合成外，也是按照同样的方式操作。纯粹的数字载波恢复消除了对电压控制振动器(VCO)使用的需要，并且提供更高精确性的载波恢复和信号的残余相位噪声。
参照图7，定时恢复电路35使用用于对输入信号重采样的符号率持续自适应内插滤波器352。与使用定义为t/Ts(时间/采样间隔)的内插函数的已有领域方法不同，定时恢复电路35中所使用的内插方法是定义为t/Ti(时间/内插间隔)的函数。这就允许内插滤波器的符号率在性能和复杂度方面完全独立，并且提供更好的相邻频道抑止性，因为内插器对接收频道带宽外的绝大多数信号都抑止。
在调制解调器应用中使用内插的目的是用来处理由模-数转换器以1/Ts的速率产生的数字采样x(kTs)325，以便以1/Ti的速率用传输波特率为1/T的1/Ti倍生成“内插”y(kTi)365。
下面将结合时续滤波器来讨论内插。所讨论的数学模型可以参照图8。它包括产生模拟脉冲的假设数-模转换器802，其后是时续滤波器h(t)804和定时t＝kTi的重采样器806。输出的内插式820表示为y(kTi)=Σmx(mTs)h(kTi-mTs).......(1)]]>
回顾参照图7，瞬时重采样t＝kTi通过数字控制振动器358来传送。数字控制振动器358在每个mTs周期产生两个信号。第一信号361是表示在最后Ts周期有瞬时重采样(t＝kTi)产生的溢出信号ζ。第二信号362是一个Ti一分数信号η，ηTi代表了从最后瞬时重采样开始的时间。
数字控制振动器358由估计Ts/Ti比率的信号W(m)控制。在实用调制解调器应用中，W(m)由相位误差估值器或定时误差检测器354驱动的环路滤波器356来传送。
对这个的数学描述可以写成公式η(m)＝[η(m-1)-W(m)]模(mod)-1ζ(m)＝1如果(if)η(m-1)-W(m)＜0(2)ζ(m)＝0如果(if)η(m-1)-W(m)≥0使用由采样周期Ts标准化的滤波器h(t)的已有内插方法揭示了Ts基点标志和Ts分数时间间隔。在本发明所使用的内插方法中，上述公式(1)是用不同的η·Ti函数h重写。函数h的这个属性允许响应内插的定时和频率对于内插率和因而相对于波特率不变。为了达到这个目的，瞬时采样mTs的第一注释可以写成如下形式mTs＝lmTi-η(m)Ti，其中η(m)是nco的直接输出，并且(lm-1)是从0到时间t＝mTs的溢出(ζ＝1)的数目。导入含有如lm＝1的所有m的整数时间间隔I1，公式(1)可以如下表示y(k)=Σ1(Σm∈I1X(mTs)•h[(k-1+η(m))Ti]).....(3)]]>假设h(t)是有限长度响应时间间隔〔I1Ti，I2Ti〕的脉冲，公式(3)由下标j＝k-1重新改写y(kTi)=Σj=I1I2aj[(k-j)Ti]......(4)]]>其中aj(lTi)=Σm∈I1x(mTs)•h[(j+η(m))Ti]]]>最后的公式示出内插通过对项ai(lTi)进行求和和延迟(I1+I2+1)，其中ai(lTi)是输入采样x(mTs)与系数h[(j+η(m))Ti]相乘的时间间隔[l-1]Ti，lTi]上的累积。
参照图9，aj实际上是由当溢出信号ζ(m)＝1时，被重置的乘法-累加操作器908执行。系数h[(j+η(m))Ti]由以数字控制振动器(NCO)910输出为输入η(m)的系数计算块909传送。
注意乘法-累加器在频率1/Ts下操作，并且aj的和在频率1/Ti下计算。在低比率Ts/Ti下，大量的乘法-累加在长Ti周期期间进行处理。这允许Ti-内插器具有关于响应Ts的更长时间脉冲，并且对采样频率也具有更窄的频率带宽。
出于实际原因，h[(j+η)Ti]可能是在
和h[(j+η)Ti]＝pj(η)时间间隔上η的多项式函数。对于实际执行来说，我们选择3次多项式，因为这将减少计算的复杂度，并且允许仅用几个时间间隔Ti(通常是4到8个)就对脉冲响应h(t)有很好的性能。多项式的特定形式也可以用于进一步减少计算的复杂度。一旦多项式的次数、形式和(I1+I2+1)数字被选定，多项式的参数将通过最小化代表对脉冲响应h(t)的谱约束条件的代价函数来计算。
注意用于计算系数h[(j+η)Ti]的变量η不需要任何用于已有领域中Ts-内插方法所使用的额外的计算和近似。
参照图10，先前讨论的载波恢复电路50包括相位噪声估值电路506和相加噪声估值电路507，产生由QAM解调器查验的残余相位噪声以及相加噪声的估值。这个估值允许用户优化载波环路带宽，以便在相位噪声和相加噪声之间达到最佳折衷替换位。接收的QAM符号504提供给符号检测或判定模块508。接收的QAM符号504是在距离上接近可能传输的QAM符号，但由于噪声而并不相同的I/Q坐标中的一点。符号检测块508通过搜索在接收的QAM符号与可能传输的QAM符号(阈值符号)之间最小的时间间隔，来确定最可能被传输的QAM符号。这样，符号检测块508判定哪个QAM符号被传输。在确定的QAM符号509和接收的QAM符号504之间的最小均方(LMS)误差通过本领域熟知的LMS误差方法505来确定，并且LMS误差信号512和确定的QAM符号509一起都提供给相位噪声506和相加噪声507估值器。
相位噪声估值是依据最小均方误差(dx+jdy)，其中dx+jdy＝(接收点-确定QAM符号)。这个误差仅考虑具有最大值和在I和Q(|a|+j|a|)上有相同振幅的QAM符号。平均相位噪声随后由E[dx*dy]=-|a|2E(ph2)给出，其中E代表均值，而ph是残余相位噪声。相位噪声估值器结果518并不依赖于相加噪声。
相加噪声估值是依据在相位噪声估值中同样的误差信号512，但在噪声估值情况下的误差是仅依据在I和Q上具有最小振幅(|a|＝1)的QAM符号。均值相加噪声由公式E[dx*sgn(I)*I+dy*sgn(Q)*Q)2]＝E[n2]，其中n表示复合的相加噪声。相加噪声估值器的结果不依赖于信号的相位。
参照图11，从上述符号判定电路输出的恢复位流57提供给在前向纠错(FEC)解码器60中的帧同步恢复(FSR)电路61。FSR电路61将位流在输出端分解成204字节的包。随后，这些包提供给帧模式计数器62，该计数器在一个足够大的帧数上保持可识别的帧模式的计数，以便获得没有经过FEC编码器编码的附加信息，例如同步模式。这个信息输入到双BER单元70的首位误码率估值器715。位流包随后提供给去交织器和以上述方式产生MEPG TS数据输出信号93的FEC解码器单元65。可校错误69提供给双BER单元70中的计数器705，并且随后提供给次位误码率估值器716。首位BER估值器单元715和次位BER估值器单元716的输出提供给对这两个BER输出进行比较的软件处理单元710。这就给出附加信息例如是否由短脉冲串或分布误差引起的那种类型的噪声。对于低位误码率，例如小于10-3，次位误码率估值器716将产生更精确的值。对于高BER，或在脉冲误差的情况下，次位BER估值器716不是很精确，因为超出了码的纠错能力。在这样的情况下，首位BER估值器715将更加精确。
双位误码率估值器电路允许其即使在有严重失真或噪声的频道中，也能对传输链路的质量估值，这将对确定坏接收很有帮助。特别地，当交织器强度提供充分均匀波及帧上分布误差的误差，并且在纠错码的纠错能力控制之下，FEC解码器65能够提供非常精确的信息，但假设有长脉冲误差，其提供的就是并不准确的信息。
在两种信息类型之间的比较给我们提供了一种检测在网络上发生的这类噪声误差的方法。这就允许，例如检测坏的接收是否是由于短脉冲串噪声或其他问题，例如相位噪声、衰减等而产生。在某些有大量脉冲噪声的情况下，虽然所有的误差可能在特定的传输情况下产生，这些误差可能会将传输链路上承载的信息内容，例如TV图片、声响等，完全改变，但FEC解码器也可能示出相对的低位误码率。双BER估值器电路可以使得确定不良传输的原因以及因此来解决问题变得更加容易。
按照条约第19条的修改1、一种正交调幅(QAM)类型解调器，其特征在于，包括接收输入信号并产生第一信号的模-数转换器，电气耦合于所述模-数转换器，并且接收所述第一信号并产生基带信号的基带转换电路，电气耦合于所述基带转换电路，并且接收所述基带信号并产生QAM信号的载波恢复电路，所述载波恢复电路包括相位噪声估值电路和附加噪声估值电路，所述相位噪声估值电路依据第一。最小均方误差产生相位噪声估值信号，并且所述附加噪声估值电路依据第二最小均方误差产生附加噪声估值信号，所述第一最小均方误差依据一组在I和Q坐标上具有最大振幅的QAM符号和一组在I和Q坐标上具有相同振幅的QAM符号来确定，所述第二最小均方误差依据一组在I和Q坐标上具有最小振幅的QAM符号来确定，电气耦合于所述载波恢复电路，并且接收所述QAM信号的符号判定电路，由此所述符号判定电路的输出信号是解调数据输出信号。
2、如权利要求1所述的解调器，其特征在于，所述第一和第二最小均方误差信号定义为在接收到的QAM信号中I/Q坐标点和确定的QAM信号中I/Q坐标点之间的差，所述确定的QAM信号由所述符号判定电路确定。
3、如权利要求1所述的解调器，其特征在于，所述相位噪声估值信号和所述附加噪声估值信号是独立的。
4、如权利要求1所述的解调器，其特征在于，进一步包括电气耦合于所述基带转换电路的输出和所述载波恢复电路的输入的接收滤波器。
权利要求
1.一种正交调幅(QAM)类型解调器，其特征在于，包括接收输入信号并产生第一信号的模-数转换器，电气耦合于所述模-数转换器，并且接收所述第一信号并产生基带信号的基带转换电路，电气耦合于所述基带转换电路，并且接收所述基带信号并产生QAM信号的载波恢复电路，所述载波恢复电路包括相位噪声估值电路和相加噪声估值电路，和电气耦合于所述载波恢复电路，并且接收所述QAM信号的符号判定电路，其中所述符号判定电路的输出信号是解调数据输出信号。
2.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，所述相位噪声估值电路依据第一.最小均方误差产生相位噪声估值信号，并且所述相加噪声电路依据第二最小均方误差产生相加噪声估值信号。
3.如权利要求2所述的解调器，其特征在于，所述第一和第二最小均方误差信号定义为在接收到的QAM信号中I/Q坐标点和确定的QAM信号中I/Q坐标点之间的差，所述确定的QAM信号由所述符号判定电路确定。
4.如权利要求2所述的解调器，其特征在于，所述所述第一最小均方误差依据一组在I和Q坐标上具有最大振幅的QAM符号和一组在I和Q坐标上具有相同振幅的QAM符号来确定。
5.如权利要求2所述的解调器，其特征在于，所述所述第二最小均方误差依据一组在I和Q坐标上具有最小振幅的QAM符号来确定。
6.如权利要求2所述的解调器，其特征在于，所述相位噪声估值信号和所述相加噪声估值信号是独立的。
7.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，进一步包括电气耦合于所述基带转换电路的输出和所述载波恢复电路的输入的接收滤波器。
全文摘要
一种QAM解调器具有包含有产生QAM解调器查验的残余相位噪声(518)和相加噪声(519)的相位估值电路(506)和相加噪声估值电路(507)的载波恢复电路(50)。相位噪声估值(518)依据由符号判定电路(508)确定的QAM符号(509)和接收到的QAM符号(504)之间的最小均方误差(512)来确定。除了仅依据在I和Q坐标上具有最小振幅的QAM符号这点外,相加噪声估值依据在相位噪声估值(518)中同样的误差来确定。相加噪声估值(519)不依赖于信号的相位,这样就与相位噪声估值器相独立。
文档编号H04L1/00GK1363169SQ01800285
公开日2002年8月7日 申请日期2001年2月15日 优先权日2000年4月17日
发明者K·马莱, E·哈曼, A·德莫尔, Y·莱维 申请人:爱特梅尔股份有限公司