专利名称：自相位调制噪声计算装置、消除装置和光相干接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及光通信领域，特别涉及一种自相位调制噪声计算装置、消除装置和光相干接收机。
背景技术：
光纤信道的非线性噪声主要包括因本信道信号功率波动引起的自相位调制(SPM， klf-phase没、Modulation)噪声和因邻近信道信号功率波动引起的交叉相位调制(XPM， Cross-Phase Modulation)噪声。对于信号经过一段光纤传输后产生的自相位调制噪声，它的数值可以根据在本段传输中的信号功率来计算。对于整个传输链路的自相位调制噪声， 因为链路中的光纤色散，传输中的信号功率随传输距离变化，要将整个链路分为多段来分逐段计算，而计算的精度取决于分段的粒度。分段的粒度越细，计算的精度就越高，但是计算的复杂度也越高。图1是现有技术中典型的光纤传输系统结构示意图。图2是现有技术中自相位调制示意图。如图1所示，该系统包括S段级联的光纤传输段(Fiber Span)，每一段主要包括一段光纤102，一个光放大器G 103以及一个色散补偿光纤(DCF，Dispersion Compensation Fiber) 104和另一个光放大器G 105，其中，图1所示的系统实际上有时并不要求色散补偿光纤DCF 104和光放大器G 105的存在，并且各传输段的光纤配置也并不要求是一样。信号在光纤102和色散补偿光纤DCF 104中传输时会产生自相位调制噪声，并且自相位调制噪声和传输中信号所受到的色散相互作用。由于传输链路中的光纤色散，传输中的信号功率随传输距离变化，因此，在计算自相位调制噪声时要把一段光纤102和104沿着传输方向切分为很多小段，在每一小段之内忽略色散和自相位调制的相互作用。如图2所示，将一段光纤102、104沿传输方向切为N 段，在每一段之内的信号波形的随色散的变化可以直接根据色散系数等计算，如由色散计算单元202,204以及206，208计算；在每一小段的自相位调制是根据在该段入口
处的信号波形的功率直接乘以光纤的非线性系数(Ytfito或YNu。f)得到，然后转换为复数形式，如由计算单元209、210、211、212计算；在每一小段获得复数形式的自相位调制噪声后送至如图2中的乘法器201、203和205、207与该段入口处的信号波形相乘后由该段的色散补偿单元传输至下一段。其中，计算单元209、210、211、212计算自相位调制噪声采
用公式表示一>^1 )|2，其中^^为光纤的非线性系数，s(t)是某一时刻的信号波形，
s (t) I 2为对信号波形取模后平方后获得的某一时刻的信号功率，i表示第i段，为正整数， i < N。采用上述方式计算自相位调制噪声时，由于在各个分段中忽略了自相位调制和色散的相互作用，若要保证计算精度，则需要用精细的分段粒度，计算精度越高，计算越复杂。此外，还可通过利用各分段不同位置的波形(或其平均值)或者邻近传输信道的信息来提高计算的精度。
图3是现有技术中单偏振光相干接收机中自相位调制噪声消除装置示意图，图4 是现有技术中双偏振光相干接收机中自相位调制噪声消除装置示意图。所谓自相位调制噪声的消除是应用数字信号处理技术对接收到的信号进行模拟的反向传输从而得到信号功率在传输过程中的波动，再根据波动来计算自相位调制噪声的数值，最后将自相位调制噪声反乘到信号上以实现对自相位调制噪声的消除。其中，该装置的补偿性能直接依赖于自相位调制的计算精度。如图3所示，接收到的基带电信号301经过N个级联的电色散补偿模块⑶C_1 CDC_N ；其中，如对第一级的电色散补偿后，由功率计算模块304计算出当前时刻的信号功率(对当前时刻CDC_1输出的波形信号s(t)取模后平方)；将该当前时刻的信号功率输入
复数相位生成器305，复数相位生成器305将该信号功率与光纤的非线性系数;相乘后取
反，从而得到当前时刻的自相位调制噪声的值的相反数，并将该自相位调制噪声的值的相
反数转化为复数形式(用公式表示为其中，复数相位生成器305的输出
经由乘法器303与电色散模块CDC_1的输出的信号波形相乘就实现了对自相调制噪声的消除。如图4所示，双偏振光相干接收机的自相位调制噪声的计算及消除模块的原理与单偏振的相似。不同之处在于对双偏振接收机，因为信号是同时调制在两个偏振态上，计
算自相位调制时要同时计算两个偏振态的信号功率，再将其相加后乘以；。此外，也有一
些公知技术是将两个偏振态上的信号功率乘以不同的;后再相加。但是发明人在实现本发明的过程中发现现有技术的缺陷在于目前在进行自相位调制时，某个时刻的自相位调制只与该时刻的信号波形有关，但是由于各时刻的信号波形在传输过程中随色散累积而变化，因此当各个分段内的色散累积值变化很大时，这种自相位调制计算技术的精度会很差；所以，为了保证计算的精度，各个分段内的色散累积值的变化必须小到可以忽略该变化对自相位调制的影响，需要将整个传输链路在逻辑上切分为很多段来计算，分段越多，计算复杂度越高；对于自相位调制噪声消除装置，其工作性能直接取决于自相位调制的计算精度， 在现有技术中，模拟的传输段数M要等于实际信道中的光纤级联段数S的N倍(即M = NXS)，一般认为为了获得可接受的补偿性能，N应该至少大于等于1，即数字信号处理模拟的传输段数至少要大于等于传输信道中光纤级联段数。通常情况下，实际传输信道中的光纤级联段数为十几到几十段，如此高的算法复杂度对数字信号处理的硬件实现提出了极高的要求。下面列出了对于理解本发明和常规技术有益的文献，通过引用将它们并入本文中，如同在本文中完全阐明了一样。1)非线性光纤光学原理及应用，美Govind P. Agrawal,电子工业出版社，2002年 12月第一版；2)US Patent Application Publication,Pub No. :US 2009/0214215 Al,Guifang Li ；3) “112 Gb/s DP-QPSK Transmission Using a Novel Nonlinear Compensatorin Digital Coherent Receiver，，，Shoichiro Oda et. al. , paper 0ThR6, 0FC2009 ；4) "Systematic Analysis on Multi-Segment Dual-Polarisation Nonlinear Compensation in 112 Gb/s DP-QPSK Coherent Receiver，，，Takahito Tanimura et. al., paper 9. 4. 5，EC0C2009 ；5) “Improved single channel backpropagation for intra-channel fiber nonlinearity compensation in long-haul optical communication systems",Liang B, Du et. al.，Optical Express, page 7347-7360，2010 年 7 月 28 日出版。
发明内容
本发明实施例的目的在于提供一种自相位调制噪声计算装置、消除装置和光相干接收机，可利用信号波形在某一时刻的前后多个数字采样周期的信号功率来计算某一时刻的自相位调制噪声，在保证一定计算精度的情况下，较少分段粒度，降低计算复杂度。根据本发明实施例的一个方面提供了一种自相位调制噪声计算装置，该装置包括信号接收单元，用于接收输入信号；计算单元，与该信号接收单元连接，用于利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声。在本发明实施例中，当进行自相位调制时，可包括接收输入信号；利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声。因此，通过将多个数字采样周期的信号功率联合起来计算，可以在保证一定精度的情况下，若采用上述方法计算输入信号在光纤传输链路上的自相位调制噪声时，使得分段的粒度较大，从而降低了自相位调制的计算复杂度。根据本发明实施例的另一个方面提供了一种自相位调制噪声消除装置，该装置包括信号接收单元，用于接收基带电信号；噪声消除单元，用于对接收到的该基带电信号逐级进行处理，以消除自适应调制噪声；其中，在每一级处理中，利用当前一级电色散补偿后的信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声并获得该自相位调制噪声的相反数，并且将该自相位调制噪声的相反数转化为复数形式，将该自相位调制噪声的值的相反数的复数形式与当前一级电色散补偿后的信号波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声；信号发送单元，用于发送该噪声计算单元处理后的信号。在本发明实施例中，当消除自适应调制噪声时，可采用如下方式接收基带电信号；对接收到的该基带电信号逐级进行处理，以消除自适应调制噪声；其中，在每一级处理中，利用当前一级电色散补偿后的信号波形在当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算所述当前时刻的自相位调制噪声并获得所述自相位调制噪声的相反数，并将所述自相位调制噪声的相反数转化为复数形式，将所述自相位调制噪声的相反数的复数形式与当前一级电色散补偿后的信号波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声；信号发送单元，用于发送所述噪声消除单元处理后的信号。由上述可知，通过将多个数字采样周期的信号功率联合起来计算，可以在保证一定精度的情况下，降低了自相位噪声消除装置中电色散补偿模块的级联数量，降低自相位噪声消除装置的硬件实现复杂度。根据本发明实施例的又一个方面提供了一种光相干接收机，该光相干接收机包括上述自相位调制噪声消除装置。本发明实施例的有益效果在于该自相位调制噪声计算装置在计算某个时刻的自相位调制时，不但考虑该时刻的信号功率同时还考虑该时刻前后的多个数字采样周期的信号功率，这样，在将该装置应用于图1所示的光纤传输系统时，通过将多个数字采样周期的信号功率联合起来计算，可以在保证一定精度的情况下，使得分段的粒度较大，从而降低了自相位调制的计算复杂度；在将上述装置应用到自相位噪声消除装置中时，也降低了自相位噪声消除装置中电色散补偿模块的级联数量，降低自相位噪声消除装置的硬件实现复杂度。参照后文的说明和附图，详细公开了本发明的特定实施方式，指明了本发明的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明的实施方式在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明的实施方式包括许多改变、修改和等同。针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。
图1是现有技术中典型的光纤传输系统结构示意图；图2是现有技术中自相位调制示意图；图3是现有技术中单偏振光相干接收机中自相位调制噪声消除装置示意图；图4是现有技术中双偏振光相干接收机中自相位调制噪声消除装置示意图；图5是本发明实施例1的自相位调制噪声计算装置的构成示意图；图6是本发明实施例1中计算单元502的构成示意图；图7是本发明实施例1的自相位调制噪声计算装置应用实例图；图8是本发明实施例1的权值获取单元的构成示意图；图9是本发明实施例1中接收到单偏振信号时的计算权值的示意图；图10本发明实施例1中接收到双偏振信号时的计算权值的示意图；图11至图14是计算权值序列的示意图；图15是本发明实施例的调制方法流程图；图16是图15中步骤1502实现方法流程图；图17是本发明实施例的光纤传输链路上计算自相位调制噪声的方法流程图；图18是本发明实施例2的自相位调制噪声消除装置的构成示意图19是单偏振信号时本发明实施例2中噪声消除单元的构成示意图；图20是单偏振信号时本发明实施例2中噪声消除单元1502的构成示意图；图21是本发明实施例3的单偏振光相干接收机的构成示意图；图22是本发明实施例4的双偏振光相干接收机的构成示意图。
具体实施例方式下面结合附图对本发明的各种实施方式进行说明。这些实施方式只是示例性的， 不是对本发明的限制。为了使本领域的技术人员能够容易地理解本发明的原理和实施方式，本发明的实施方式以光通信系统的光纤信道的自相位调制噪声的计算为例进行说明。 但应该注意的是，本发明的实施方式适用于所有存在自相位调制噪声的通信系统，而不局限于光通信系统。图1是本发明实施例的自相位调制噪声计算装置的构成示意图。如图1所示，该装置包括信号接收单元501和计算单元502 ；其中，信号接收单元501用于接收输入信号；计算单元502，与信号接收单元501连接， 用于利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算当前时刻的自相位调制噪声。此外，在本实施例中，该装置还可包括发送单元(图中未示出)，用于将计算单元 502计算出来的自相位调制噪声进行发送。由上述实施例可知，当利用该装置计算某个时刻的自相位调制噪声时，不但考虑该时刻的信号功率同时还考虑该时刻前后的多个数字采样周期的信号功率，这样，在将该装置应用于图1所示的系统时，可以在保证一定精度的情况下，使得分段的粒度较大，从而降低了自相位调制的计算复杂度。此外，在将上述装置应用到自相位噪声消除装置中时，也降低了自相位噪声消除装置中电色散补偿模块的级联数量，降低自相位噪声消除装置的硬件实现复杂度。在本实施例中，计算单元502具体用于，利用输入信号波形在当前时刻、以及与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率的加权平均来计算当前时刻的自相位调制噪声。图6是本发明实施例1中计算单元502的构成示意图。如图6所示，噪声计算单元502包括功率计算单元601、加权平均单元602和噪声计算单元603 ；其中，功率计算单元601，用于计算接收到的输入信号波形在当前时刻、以及与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率；加权平均单元602，用于将功率计算单元601计算的当前时刻、以及与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率进行加权平均；噪声计算单元603，用于将加权平均单元602计算的加权平均后的信号功率与预定的系数相乘并转化为复数形式，以获得复数形式的当前时刻的自相位调制噪声。在本实施例中，加权平均单元602采用如下公式计算
i=+kA = Σw^it _ix7%(1)噪声计算单元603采用如下公式获得当前时刻的自相位调制噪声的复数形式
权利要求
1.一种自相位调制噪声计算装置，其特征在于，所述装置包括 信号接收单元，用于接收输入信号；计算单元，与所述信号接收单元连接，用于利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述计算单元包括功率计算单元，用于计算接收到的输入信号波形在当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率；加权平均单元，用于将所述功率计算单元计算的所述当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率进行加权平均；噪声计算单元，用于将所述加权平均单元计算的加权平均后的信号功率与预定的系数相乘并转化为复数形式，以获得复数形式的所述当前时刻的自相位调制噪声。
3.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述加权平均单元采用如下公式计算
4.根据权利要求2或3所述的装置，其特征在于，所述装置还包括权值获取单元，所述权值获取单元用于通过监测自相位调制噪声与相邻时刻信号的时域相关度来获取所述权值&序列；或者，用于通过逐一假设所述权值Wi中的一个或几个，经过若干次的逐一确定所述装置应用的设备性能最优时对应的值的过程来获取所述权值Wi序列；或者，用于假设所述权值K序列所满足的函数，通过改变所述函数的系数，确定所述装置应用的设备性能最优时对应的系数来获取所述权值Wi序列；或者，用于假设所述权值K序列的形状，按照假设的形状获取所述权值Wi序列。
5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，在所述权值获取单元用于通过监测自相位调制噪声与相邻时刻信号的时域相关度来获取所述权值Wi序列时，所述权值获取单元包括第一接收单元，用于接收含有自相位调制噪声的信号，所述含有自相位调制噪声的信号为单偏振信号或双偏振信号；第一判决单元，用于对所述第一接收单元接收到的信号进行数据判决，以获取不含有自相位调制噪声的信号；第一计算单元，用于利用所述第一接收单元接收的信号、第一判决单元进行数据判决后获得的信号、以及在当前时刻的前i个时刻、前i+N个时刻的信号来计算所述权值序列； 其中，N是预定的大于或等于零、或者大于或等于1的整数。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，当所述第一接收单元接收到的信号为单偏振信号时，所述第一计算单元采用如下公式计算所述权值Wi序列
7.一种自相位调制噪声消除装置，其特征在于，所述装置包括信号接收单元，用于接收基带电信号；噪声消除单元，用于对接收到的所述基带电信号逐级进行处理，以消除自适应调制噪声；其中，在每一级处理中，利用当前一级电色散补偿后的信号波形在当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算所述当前时刻的自相位调制噪声并获得所述自相位调制噪声的相反数，并将所述自相位调制噪声的相反数转化为复数形式， 将所述自相位调制噪声的相反数的复数形式与当前一级电色散补偿后的信号波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声；信号发送单元，用于发送所述噪声消除单元处理后的信号。
8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述噪声消除单元包括多级联信号处理单元，其中，每一级信号处理单元包括电色散补偿单元，用于对接收到的信号进行电色散补偿；功率计算单元，用于根据所述电色散补偿单元电色散补偿后的信号波形计算当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率；加权平均单元，用于对所述功率计算单元获取的当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率进行加权平均；复数相位生成单元，用于对所述加权平均单元获得的加权平均后的信号功率与预定的系数相乘并取反，以获得自相位调制噪声的相反数，对所述自相位调制噪声的相反数进行复数转换处理，以得到当前时刻的自相位调制噪声的值的相反数的复数形式；乘法单元，用于对所述复数相位生成单元生成的自相位调制噪声的值的相反数的复数形式与所述电色散补偿单元补偿后的信号波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声。
9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述加权平均单元采用如下公式计算
10. 一种光相干接收机，其特征在于，所述光相干接收机包括权利要求7至9的任意一项权利要求所述的自相位调制噪声消除装置。
全文摘要
本发明提供一种自相位调制噪声计算装置、消除装置和光相干接收机。该计算装置包括信号接收单元，用于接收输入信号；计算单元，与所述信号接收单元连接，用于利用输入信号波形在当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算所述当前时刻的自相位调制噪声。本发明实施例通过利用信号波形在某一时刻的前后多个数字采样周期的信号功率来计算某一时刻的自相位调制噪声，在采用该装置计算光纤传输链路每个分段上的自相位调制噪声时，在保证一定计算精度的情况下，可减少分段粒度，降低计算复杂度。
文档编号H04B10/08GK102386968SQ20101027081
公开日2012年3月21日 申请日期2010年8月31日 优先权日2010年8月31日
发明者星田刚司, 李磊, 陶振宁 申请人:富士通株式会社