专利名称：具有判决反馈均衡器和线性均衡器之间的选择的接收器的制作方法
背景领域本发明一般涉及数据通信，尤其涉及以提供接收器处改进的性能的方式使用判决反馈均衡器和线性均衡器的技术。
背景无线通信系统被广泛使用来提供各种类型的通信，如语音、分组数据等等。这些系统可以是能够支持与多个用户的通信的多址系统，并可基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)或某些其它的多址技术。这些系统也可以是无线局域网(LAN)通信系统，如符合IEEE标准802.11b的系统。
对于无线通信系统，数据在发送器上处理，并通过无线通信信道被发送到接收器。该信道可经历频率选择性衰减，其特征是跨系统带宽的不同的信号衰减量。频率选择性衰减导致码间干扰(ISI)，它是一种接收信号中每一码元担当对接收信号中随后的码元的失真的现象。ISI失真通过影响正确检测接收码元的能力降低了性能。
可使用均衡器来减轻ISI的有害效应。线性均衡器(LE)和判决反馈均衡器(DFE)是可用于均衡接收信号的两种均衡器结构。DFE基于现有的所检测的码元使用反馈滤波器来导出ISI失真的估算。如果检测的码元是可靠的，则DFE可有效地移除ISI失真。否则，检测的码元中的误差会传播到失真估算，并降低性能。LE在不使用反馈滤波器的情况下执行均衡。一般而言，DFE和LE更适合在不同的操作情况下使用。
因此，本领域中需要一种选择使用DFE或LE来均衡接收信号，并有效地自适应所选择的均衡器的技术。
概述本发明提供了确定均衡器的输出的质量度量、根据质量度量选择使用DFE或LE、并快速且有效地确定所选择的均衡器的滤波器系数的技术。这些技术可用于有利地在质量度量足够高的时候选择DFE来均衡接收信号，而当质量度量较低时选择LE。
在一个实施例中，提供了一种在无线通信系统中均衡接收信号的方法。依照该方法，基于所接收的信号和特定的自适应算法(如，LMS算法)，最初在初始时间段内自适应DFE。然后对DFE的输出确定质量度量(如，在初始时间段之后)。质量度量可涉及(1)来自DFE的均衡码元和期望码元(如，导频码元)之间的均方误差(MSE)、(2)DFE输出的信号-噪声和干扰比(SINR)、(3)由限幅器提供给DFE的检测的码元的误码率，或某一其它参数。然后，如果质量度量超出阈值，则选择使用DFE，否则，选择LE。如果选择使用LE，则可基于DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的系数导出LE的系数的初始值，并且还可在使用LE来均衡接收信号之前，在一段额外时间段内自适应LE系数。
在另一实施例中，提供了一种适合在无线通信系统中使用的自适应均衡器。该自适应均衡器包括一滤波器单元和一自适应单元。滤波器单元被配置成在任一给定时刻实现DFE或LE，使所选择要使用的DFE或LE取决于对DFE的输出所确定的质量度量。自适应单元(1)对DFE的输出确定质量度量、(2)根据选择了哪一个使用来导出DFE或LE的系数、以及(3)如果选择了LE，则基于前馈和反馈滤波器系数导出LE系数的初始值，并在LE被用于均衡接收信号之前在额外的时间段内进一步自适应LE系数。
下文将更详细描述本发明的各个方面和实施例。本发明还提供了方法、程序代码、数字信号处理器、集成电路、接收器单元、终端、基站、系统以及实现本发明的各个方面、实施例和特征的其它装置和元件，这些都将在后文详细描述。
附图的简要描述当结合附图阅读以下详细描述时，可以更清楚本发明的特征、特性和优点，贯穿附图，相同的标号标识其对应物，附图中
图1是无线通信系统中发送器系统和接收器系统的框图；图2是接收器系统的一个实施例的框图；图3是可实现DFE或LE的自适应均衡器的框图4是DFE的前馈滤波器的框图；图5是DFE的反馈滤波器的框图；图6是用于选择DFE或LE来使用的过程的实施例的流程图；以及图7是DFE的简化模型的框图。
详细描述图1是无线通信系统100中发送器系统110和接收器系统150的框图。在接收器系统110处，话务数据从数据源112发送(通常以可变长度的分组)到发送(TX)数据处理器114。TX数据处理器114然后格式化并编码该话务数据，以提供已编码的数据。
可使用如时分复用(TDM)或码分复用(CDM)将导频数据与话务数据多路复用。导频数据通常是以已知的方式处理(如果处理的话)的已知数据模式，并可由接收器系统用于估算信道相应。然后基于一个或多个调制模式(如，BPSK、QPSK、M-PSK或M-QAM)调制多路复用导频和已编码数据，以提供调制码元(即，调制数据)。
发送器(TMTR)单元116然后将调制数据转化成一个或多个模拟信号，并进一步放大、滤波、正交调制和升频变换该模拟信号，以生成调制信号。调制信号然后通过天线118并在无线通信链路上发送到一个或多个接收器系统。
在接收器系统150处，发送的调制信号由天线152接收，并提供给接收器(RCVR)单元154。在接收器单元154内，自适应所接收的信号(如，放大、滤波、降频变换和正交降频变换)，并进一步数字化所自适应的信号以提供ADC样值。ADC样值还可在接收器154内数字地预处理，以提供数据样值。
接收(RX)数据接收器156然后接收并处理数据样值，以提供已解码数据，它是发送数据的估算。RX数据处理器156的处理可包括，例如，均衡、解调、去交织(deinterleaving)和解码。RX数据处理器156上的处理以与TX数据处理器114上执行的处理互补的方法来执行。已解码的数据然后被提供给数据宿158。
控制器160指导处理器系统处的操作。存储器单元162为控制器160以及接收器系统内可能的其它单元所使用的程序代码和数据提供存储。
上文描述的信号处理支持各种类型的话务数据(如，语音、视频、分组数据等等)在从发送器系统到接收器系统的一个方向上的传输。双向通信系统支持双向数据传输。图1所示的处理可表示CDMA系统中的前向链路(即，下行链路)处理，在这一情况下，发送器系统110可表示基站，接收器系统130可表示终端。为简化目的，反向链路(即，上行链路)的信号处理未在图1中示出。
图2是接收器系统150a的框图，它是图1的接收器系统150的具体实施例。在该实施例中，接收器系统150a包括耦合至RX数据处理器156a的接收器单元154a。
在接收器单元154a内，来自天线152的接收信号由放大器212(可以是低噪声放大器)放大、由接收(RX)滤波器214滤波、由降频变换器216从射频(RF)降频变换到基带、并由一个或多个模-数转换器(ADC)218数字化，以提供ADC样值。
数字预处理器220然后处理ADC样值以提供复数据样值，每一复数据样值包括一同相(IIN)样值和一正交(QIN)样值。预处理器220的处理可包括采样率变换、滤波等等。接收信号可由ADC 218以特定的采样率fADC采样，并且RX数据处理器156a可以不同于ADC采样率的另一采样率fSAMP(即，fSAMP≠fADC)在样值上操作。例如，接收信号可以码片速率的约2、4或8倍来采样。对于诸如CDMA系统等直接序列扩展频谱系统，码片速率是用于在发送之前对数据进行扩频的伪随机噪声(PN)序列的速率。ADC采样率可以与码片速率同步或不同步。预处理器220然后可用于执行采样率变换，来以码片速率或某一其它采样率提供数据样值。
在某些设计中，在RX数据处理器156a内以高于ADC采样率的采样率(如，fSAMP＝2fADC)操作均衡器将是有利的。预处理器220然后可被设计成执行ADC样值的上采样。
由此，预处理器220可被设计成包括一上采样器、一有限冲击响应(FIR)滤波器以及一下采样器。上采样器可接收并按P的因子上采样ADC样值。FIR滤波器然后可对经上采样的样值进行滤波以移除由上采样生成的映象。FIR滤波器还可在样值上执行匹配滤波。下采样器然后可按Q的因子对经滤波的样值进行十取一，来以期望的采样率提供数据样值。
图2示出了可用于实现接收器单元154a的某些功能元件。一般而言，接收器单元154a进可包括图2所示的功能元件的任一组合。此外，这些元件可以任一顺序排列以获取期望的输出。例如，放大器和滤波器的多个阶段通常在接收器单元154a内提供。不同于图2所示的那些的功能元件也可包括在接收器单元154a中。例如，可实现自动增益控制(AGC)以用适当的增益放大所接收的信号，使得能向ADC 218提供具有正确振幅的模拟信号。
在图2所示的实施例中，RX数据处理器156a包括耦合至解调器/解码器232的均衡器230。均衡器230在数据样值上执行均衡以提供经均衡的码元，它们然后被发送到解调器/解码器232。均衡器230在后文详细描述。解调器/解码器232在经均衡的码元上执行解调(即，码元解映射(de-mapping))、去交织和解码，以提供经解码的数据。
如本发明所使用的，“样值”对应于对特定的时间瞬间(通常涉及采样率)的值，“码元”对应于发送单元(如，调制码元)。码元可跨越并覆盖一个或多个样值的周期，取决于码元速率和采样率之间的关系。
均衡器通常用于减轻码间干扰(ISI)的有害效应，它是一种接收信号中的每一码元担当接收信号中随后码元的失真的现象。ISI可从起因于(1)发送器和/或接收器系统上不完美滤波、以及(2)发送器和接收器系统之间的多径信道。多径信道显示出频率选择性衰减，其特征为跨系统带宽的不同的信号衰减量。ISI失真通过影响正确检测接收码元的能力而降低了性能。
线性均衡器(LE)和判决反馈均衡器(DFE)是可用于均衡接收信号的两种均衡器结构。LE通常用抽头式延迟线FIR滤波器来实现，它以特定的频率响应对数据样值进行滤波，以提供经均衡的码元。DFE通常用对前向路径上的数据样值进行滤波的前馈滤波器(FFF)和对反馈路径上先前所检测的有限数量的码元进行滤波的反馈滤波器(FBF)来实现。前馈和反馈滤波器的每一个可被实现为FIR滤波器。没有反馈滤波器的DFE(即，只启用了前馈滤波器)具有与LE相同的结构。
图3是自适应均衡器230a的框图，它是图2的均衡器230的一个具体实施例。在本实施例中，自适应均衡器230a包括(1)可被配置成实现DFE或LE的滤波器单元308、以及(2)对DFE的输出确定质量度量，并进一步导出DFE和LE的系数的自适应单元、滤波器单元308包括前馈滤波器310、反馈滤波器320、加法器312和限幅器314。
如图3所示，来自接收器单元154的数据样值x[m]被提供给前馈滤波器310，它以特定的滤波器响应对数据样值进行滤波，以提供经滤波的码元 索引从m到n的变化被用于指示速率从采样率到码元速率的可能变化。数据样值x[m]的采样率可以与经滤波的码元 的码元速率相同或不同。
加法器312接收并相加来自前馈滤波器310的经滤波的码元 以及来自反向滤波器320的失真估算 以提供经均衡的码元 这些经均衡的码元是码元y[n]的估算，它们从发送器系统经由通信信道被发送到接收器系统。经均衡的码元 包括发送码元y[n]加上信道噪声以及尚未由自适应均衡器230a移除的其它失真(如，未消除的ISI)。
限幅器314接收经均衡的码元 并对其进行“限幅”，以提供检测的码元 限幅通常基于用于导出发送码元的同一信号布阵(constellation)来执行。由此，检测的码元 是接收器系统上在接收器上的信号调节以生成调制信号之前对调制码元的估算。经均衡的码元 或检测的码元 可提供给解调器/解码器232用于将来的处理。
反馈滤波器320接收检测码元 并以特定的滤波器响应对其进行滤波，以提供失真估算 它是由于ISI和其它现象在经滤波的码元 中的失真的估算。
自适应单元330接收经均衡的码元 并可能接收检测的码元 自适应单元330然后确定用于前馈滤波器310的一组滤波器系数Fi，以及用于反馈滤波器320的另一组滤波器系数Bk。在图3所示的实施例中，自适应单元330包括信号-干扰和噪声比(SINR)估算器332和系数计算单元334。SINR估算器332对均衡器的输出确定数量度量，它可涉及经均衡的码元 的SINR。自适应均衡器230a可被配置成如下文所描述的基于该质量度量实现DFE或LE。
系数计算单元334确定DFE或LE的滤波器系数，取决于由自适应均衡器230a实现哪一均衡器。系数计算单元334实现基于一个或多个准则将滤波器系数自适应到正确的值的一个或多个算法。例如，可基于最小化已知码元(如，导频码元)和这些码元的均衡器估算之间的均方误差(MSE)的准则来自适应滤波器系数。自适应MMSE算法的两个常见的示例是最小均方(LMS)算法和递归最小二乘(RLS)算法。对于相同个数的滤波器抽头，使用RSL算法更新的均衡器通常比使用LMS算法更新的均衡器更快地收敛。然而，RLS算法的实现更复杂。
均衡器230a的元件在下文详细描述。
图4是前馈滤波器310a的框图，它是图3中的前馈滤波器310的一个实施例。在本实施例中，前馈滤波器310a用具有Nf个抽头的FIR滤波器来实现。每一抽头对应于特定样值周期的数据样值。Nf个抽头之一被设计成“游标(cursor)”抽头，它是对应于被设计成对应于当前码元周期的数据样值的抽头。游标抽头的数据样值被称为游标样值。Nf个抽头然后可包括Nfa个反因果(anti-causal)抽头、Nfc个因果抽头和游标抽头(即，Nf＝Nfa+Nfc+1)。反因果抽头是其中对应的数据样值在游标样值之后(或晚于其)到达的抽头。因果抽头是其中对应的数据样值在游标样值之前(或先于其)到达的抽头。
如图4所示，数据样值x[m]被提供给(Nf-1)个延迟元件410b到410n。每一延迟元件410提供一个延迟样值周期(Tsam)。抽头之一被表示为游标抽头。Nfa个反因果抽头位于游标抽头的左边，Nfc个因果抽头位于游标抽头的右边。输入数据样值x[m]和来自延迟元件410b到410n的输出一起表示Nf个抽头的数据样值(即，FIR滤波器的内容)。
对于每一码元周期，Nf个抽头的数据样值被提供给乘法器412a到412n。每一乘法器412接收被表示为xi[n]的相应的数据样值，并还接收相应的滤波器系数Fi，其中，i表示抽头索引，且i＝Nfa...-1，0，1...Nfc。每一乘法器412将接收数据样值xi[n]乘以接收的系数Fi，以提供对应的经缩放的样值。来自乘法器412a到412n的Nf个经缩放的样值然后由加法器414b到414n相加，以提供该码元周期的经滤波的码元 经滤波的码元 可被表示如下y^F[n]=Σi=NfaNfc(Fi)*xi[n]]]>公式(1)其中，(Fi)*表示Fi的复共轭。如公式(1)所示，如果游标抽头由索引i＝0表示，则加法在Nf个数据样值上执行，它包括Nfc个因果样值、Nfa个反因果样值和游标样值。如果通信信道未引入ISI，则仅需要游标抽头(即，i＝0)来提供经滤波的码元 如果前馈滤波器是“码元彼此隔开(symbol-spaced)”的，则每一延迟元件410提供一个延迟码元周期(Tsym)。在这一情况下，索引m和n都表示码元周期，且x[n]＝x[m]。第i个抽头的数据样值然后被表示为xi[n]＝x[n-i+D]，其中，D是适当地选择的延迟量，使得游标样值在前馈滤波器内期望的抽头位置上。
如果前馈滤波器是“样值彼此隔开(sample-spaced)”的，则每一延迟元件410提供一个延迟样值周期(Tsam)。在这一情况下，索引m表示样值周期，索引n表示码元周期。第i个抽头的数据样值然后可被表示为xi[n]＝x[m-i+D]，其中，D仍为适当地选择的延迟量，使得游标样值位于前馈滤波器内期望的抽头位置上。
前馈滤波器310a对每一码元周期提供了一个经滤波的码元，而不管该滤波器是样值彼此隔开的还是码元彼此隔开的。对于样值彼此隔开的前馈滤波器，每一数据样值x[m]由R个延迟元件410对每一码元周期移位，其中，R是码元速率和采样率之比。例如，如果采样率是码元速率的两倍，则每一数据样值x[m]由两个延迟元件410对每一码元周期向右移位，并且对每两个样值周期导出一个经滤波的码元 图5是反馈滤波器320a的框图，它是图3的反馈滤波器320的一个实施例。在本实施例中，反馈滤波器320a用具有Nb个抽头的FIR滤波器实现。反馈滤波器320a在先前检测的Nb个码元 到 上操作，以提供当前码元周期的失真估算 如图5所示，检测的码元 被提供给(Nb)个延迟元件510a到510m。每一延迟元件510提供一个延迟码元周期(Tsym)。对于每一码元周期，来自延迟元件510a到510m的输出(表示对Nb个抽头的检测的码元)被分别提供给乘法器512a到512m。每一乘法器512接收被表示为 的相应的检测码元，并还接收相应的系数Bk，其中，k表示抽头索引，且k＝1，2，...Nb。每一乘法器512将接收的码元 乘以接收系数Bk，以提供对应的经缩放的码元。来自乘法器512a到512m的Nb个经缩放的码元然后由加法器514b到514m相加，以提供对该码元周期的失真估算 失真估算 可被表示如下y^B[n]=Σk=1Nb(Bk)*y~[n-k]]]>公式(2)一般而言，前馈滤波器和反馈滤波器的每一个可以用任意数量的抽头来实现。更多的抽头允许这些滤波器更好地纠正接收信号中的频率失真，并处理具有较大时间偏移的多径。然而，更多的抽头对应于增加的复杂性、自适应抽头的更多计算并可能有更长的收敛时间。由此，抽头数量是一个设计选择，并基于诸如成本、性能、复杂性等若干因素来选择。
对于每一码元周期，加法器312接收并相加经滤波的码元 和失真估算 以提供该码元周期的经均衡的码元 经均衡的码元 可被表示如下y^[n]=y^F[n]+y^B[n]]]>公式(3)加法器312向限幅器提供经均衡的码元，限幅器然后对每一经均衡的码元进行限幅，以提供对应的检测码元。每一经均衡的码元是从发送器系统发送的调制码元的估算，限幅器314基于在发送器系统上用于导出调制码元的同一信号布阵来对经均衡的码元进行限幅。M元调制模式的信号布阵包括2M个信号点。每一信号点与一具体的M比特值相关联，并对应于要对该M比特值发送的调制码元。发送的调制码元被信道噪声退化，并进一步被ISI和其它现象失真。在接收器系统上，发送码元的所接收的码元(在均衡之后)不可能在信号布阵中的同一点上。对于每一经均衡的码元，限幅器314通常将经均衡的码元映射到信号布阵上一个特定的位置，然后提供对应于该信号布阵上最靠近经均衡的码元的位置的信号点的调制码元。该调制码元表示该经均衡的码元的检测码元。
由于经均衡的码元 通常是具有同相分量和正交分量的复码元，因此限幅器314在每一分量上个别执行限幅。检测码元 然后将包括经限幅的同相和正交分量。
参考回图3，自适应单元330接收经均衡的码元 并可能接收检测的码元 如虚线所示。自适应单元330然后基于特定的自适应算法导出并更新前馈滤波器310和反馈滤波器320的系数，算法可以是最小均方(LMS)算法、标准化最小均方(NLMS)算法、递归最小二乘(RLS)算法、直接矩阵倒置(DMI)算法或某一其它自适应算法。LMS、NLMS、RLS和DMI算法的每一个(直接或间接地)试图将经均衡的码元 和期望码元y[n]之间的均方误差(MSE)最小化。
码元误差e[n]可被表示为公式(4)e[n]=y[n]-y^[n]]]>均方误差可被表示为MSE＝E{|e[n]|2} 公式(5)其中，E{α}是α的期望值。
在许多通信系统中，对接收器已知的导频码元在帧的部分中发送，以启用接收器上的系数自适应。如果在发送导频码元的时段内执行系数自适应，则导频码元是期望码元。另外或可选地，自适应可在发送数据的时段内执行。在这一情况下，码元误差可被导出为e[n]=y~[n]-y^[n],]]>其中，检测的码元被用作期望码元。
下文描述基于LMS、RLS和DMI算法对FIR滤波器的系数导出。对于以下导出，R[n]表示FIR滤波器的内容(即，FIR滤波器的所有抽头的样值或码元)，H[n]表示FIR滤波器的系数的矢量，e[n]表示滤波器输出和期望值之间的误差，它们所有都对第n个码元周期给出。
对于LMS算法，下一码元周期(n+1)的更新的系数可被计算为H[n+1]＝H[n]+R[n]·Δ·e*[n]公式(6)其中，Δ是小单位(unit-less)步长参数。LMS算法的步长参数控制自适应速度和失调误差(也称为过MSE)之间的权衡。如果步长被设得过大，则该算法无法收敛。相反，如果步长被设得过小，则算法将收敛得太慢。
步长可以是不变的，或可以被动态地调节。例如，可在当存在大量误差的自适应的早期阶段中将步长设为较大的值，而在其后当存在较少量误差的自适应的稍后阶段中将其设为较小的值。可对所有的系数使用相同的步长。可选地，可对不同的系数使用不同的步长。例如，游标抽头的系数通常较大，并且可对该系数使用较大的步长，而剩余的抽头的系数较小，可对这些系数使用较小的步长。
对于RLS算法，下一码元周期的更新的系数可被计算为K‾[n]=λ-1J‾‾[n]R‾[n]1+λ-1R‾H[n]J‾‾[n]R‾[n]]]>公式(7)H[n+1]＝H[n]+K[n]e*[n]，以及J‾‾[n+1]=λ-1(I‾‾-K‾[n]R‾H[n])J‾‾[n]]]>其中，λ是记忆加权因子(通常，0.95＜λ≤1.0)，RH[n]是R[n]的Hermitian转置(即，复共轭和转置)，K[n]是增益矢量 是倒置相关矩阵，以及 是单位矩阵(即，沿其对角线为1，其余为0)。
最初， 可被设为J‾‾
=δI‾‾,]]>其中，δ是一个小的正数(如，δ＝0.001)。
对于DMI算法，下一码元周期的更新的系数可用N个样值来计算如下R‾‾[n]=1NΣi=n-N+1nR‾[i]R‾H[i],]]>公式(8)G‾[n]=1NΣi=n-N+1nR‾[i]y*[i],]]>以及H‾[n+1]=(R‾‾[n])-1G‾[n],]]>其中， 是FIR滤波器内容的自相关矩阵的估算，R[n]和G[n]是滤波器内容和期望输出y[n]的互相关矢量。估算 和G[n]可基于多个(可能不相交)时间间隔的样值来计算。公式(8)中 的矩阵倒置可仅在需要时执行。
LMS、NLMS、RLS、DMI和其它自适应算法在Simon Haykin的名为“自适应滤波器理论(Adaptive Filter Theory)”的书，第三版，Prentice Hall，1996中，以及B.Widrow和S.D.Sterns的名为“自适应信号处理(Adaptive Signal Processing)”，Prentice-Hall公司，Englewood Cliffs，N.J.，1986中有更详细的描述。这些书的相关部分通过引用结合于此。
在一个具体的实施例中，前馈滤波器310和反馈滤波器320的系数基于LMS算法来更新。对于LMS自适应，前馈滤波器的更新的参数可被表示如下Fi[n+1]＝Fi[n]+xi[n]·Δ·e*[n]，对i＝Nfa...-1，0，1，...Nfc，公式(9)反馈滤波器的更新的系数可被表示如下Bk[n+1]=Bk[n]+y~[n-k]·Δ·e*[n],]]>对，k=1,2,...,Nb。公式(10)如公式(9)和(10)所示，可使用相同的码元误差e[n]和相同的步长Δ来更新前馈滤波器和反馈滤波器。码元误差e[n]可基于已知的码元(如，导频码元)来导出，在这一情况下，如公式(4)所示，e[n]=y[n]-y^[n],]]>或者码元误差可基于检测的码元导出，在这一情况下，e[n]=y~[n]-y^[n].]]>也可对前馈滤波器和反馈滤波器使用不同的步长。
DFE可在某些操作情况下提供改进的性能。具体地，DFE的反馈滤波器可在用于导出失真估算的码元正确时在不增强噪声的情况下移除游标后(post-curser)ISI。游标后ISI指的是在游标码元之后接收的码元中的ISI失真。如果提供给反馈滤波器的检测码元是可靠的，则DFE一般将优于LE。
然而，当未编码码元误差率较高时，DFE的性能遭受误差传播。具体地，如果提供给反馈滤波器的检测码元的误差率较高，则由于不正确的码元，失真估算将不准确。失真估算中的任何误差本身担当额外的失真，它一般提高了在随后的检测码元上作出误差的可能性。
对于已编码的通信系统，检测码元被进一步处理(如，去交织和解码)以提供已解码数据。已解码数据然后可被重新编码并重新调制，以提供重新调制的码元。类似于检测码元，重新调制的码元也是发送码元的估算，但是它通常具有较低的误码率，这是由于误差纠正码。然后可向反馈滤波器提供重新调制的码元而非检测码元。然而，解码、重新编码并重新调制码元的额外延迟通常太大，并且提供给反馈滤波器的码元通常是(未编码的)检测码元。
本发明提供了用于对均衡器输出确定质量度量、根据该质量度量选择DFE或LE来使用、并快速且有效地对选择的均衡器确定滤波器系数的技术。这些技术可用于有利地在质量度量足够高时(如，当检测码元的误码率足够低)选择DFE来均衡接收信号，并在质量度量低时选择LE。
图6是用于根据均衡器输出的质量度量选择DFE或LE来使用的过程600的一个实施例的流程图。对于该实施例，自适应均衡器能够在任一给定的时刻实现DFE或LE。参考回图3，自适应均衡器230a可通过同时启用前馈滤波器310和反馈滤波器320来实现DFE，并可通过启用前馈滤波器并禁用反馈滤波器来实现LE。
在图6所示的实施例中，最初选择DFE，并且对前馈滤波器用参数Nfa和Nfc，对反馈滤波器用参数Nb来自适应DFE的系数(步骤612)。系数可使用LMS算法并如公式(9)和(10)所示的来自适应。
在经过了特定的时间量之后，对DFE输出确定质量度量。在一个实施例中，质量度量涉及经均衡的码元的SINR。为估算SINR(步骤614)，首先如下计算经均衡的码元和期望码元之间的均方误差(MSE)MSE=1LΣn=1L|y(n)-y^[n]|2]]>公式(11)其中，L是误差在其上累积以生成MSE的码元数量。如果这些码元对接收器未知，则均方误差也可在经均衡的码元和检测码元之间确定(即MSE=1LΣn=1L|y~[n]-y^(n)|2).]]>通常，在足够数量的码元上对均方误差求平均值，以获取MSE值的期望置信度级别。在替换的实施例中，MSE也可以是y(n)-y^(n)]]>的平均值的任何合适的测量(如，线性平均值、指数平均值等等)。
调制码元(即，信号布阵中的码元)的方差σ2y也可被计算如下σy2=1LΣn=1L|y(n)|2]]>公式(12)然后可基于经均衡码元的方差和均方误差确定经均衡的码元的SINR如下SINR=σy2MSE-1]]>线性=10log(σy2MSE-1)]]>dB 公式(13)SINR可由图3中的SINR估算器332来确定。
在经过了特定的时间量之后确定DFE输出的SINR。这一经过的时间被称为初始训练时段，它是可用于自适应均衡器系数的整个训练时段的一个片段。
初始训练时段中的DFE输出的SINR可用于预测该帧的数据段中DFE输出的SINR。如果通信信道不在训练时段和数据段之间明显变化，则预测的SINR是准确的。在训练时段中使用的信号布阵可以与用于数据段的信号布阵相同或不同。如果布阵不同，则可调整预测的SINR来解决差异。SINR中的调节量可由计算机仿真、根据经验测量或某些其它方法来确定。
在一个实施例中，对帧的数据段的预测SINR然后被映射到数据段中所期望的限幅器误码率(SLER)(步骤616)。该SLER解决了DFE中的误差传播。映射可基于SLER对SINR的表来实现。该表可基于计算机仿真、根据经验的测量或某些其它方法对每一信号布阵导出。
然后确定在数据段中提供给反馈滤波器的检测码元的预测SLER是否小于阈值SLER(步骤618)。由于DFE遭受误差传播，因此仅当预测SLER足够低时选择DFE来使用，因为在这一情况下，误差传播是可忽略的。否则，如果预测的SLER较高，则选择LE来使用。阈值SLER可基于使用了自适应均衡器的通信系统的各种参数来选择。这些参数可包括，例如数据分组长度、滤波器大小以及用于导出码元的信号布阵等等。阈值SLER党课基于计算机仿真、根据经验的测量或某些其它方法来确定。可对阈值SLER选择保守的(或较小的)值以促进LE优于DFE的使用。
如果预测的SLER小于阈值SLER，如步骤618所确定的，则在该帧的数据段中选择DFE来使用(步骤620)。然后对训练时段的剩余部分继续前馈滤波器和反馈滤波器的系数自适应，以进一步改进这些系数(步骤624)。DFE系数的自适应可在训练时段结束时停止，或当DFE用于在数据段中均衡数据样值时停止。可选地，使用检测码元而非已知码元，DFE系数的自适应可继续，即使DFE用于在数据段中均衡数据样值。在任一情况下，DFE用于在数据段中均衡数据样值(步骤626)。
可选地，返回到步骤618，如果预测SLER大于或等于阈值SLER，则在该帧的数据段中选择LE来使用(步骤630)。对于图3所示的均衡器结构，LE可通过禁用反馈滤波器320来实现。这可通过将反馈滤波器的系数设为0(即，对所有的k，Bk＝0.0)，或通过将反馈滤波器的长度设为0(即，Nb＝0)来实现。在一个实施例中，前馈和反馈滤波器的系数然后用于导出LE的FIR滤波器的系数的初始值(步骤632)。LE的初始系数的导出在后文详细描述。在另一实施例中，LE的系数仅基于前馈滤波器的系数来导出。也可选择LE FIR滤波器的长度以提供好的性能。训练时段的剩余部分然后用于自适应LE系数(并非DFE系数)(步骤634)。再次，LE系数的自适应可(1)在训练时段结束时，或当LE用于在数据段中均衡数据样值时停止，或者(2)继续，即使使用了LE。在任一情况下，LE用于在数据段中均衡数据样值(步骤636)。
在上文对图6的描述中，预测的SLER用于选择DFE或LE在数据段中使用。也可使用其它质量度量来选择均衡器，这也落入本发明的范围之内。例如，可将估算的SINR与SINR阈值相比较，并将其用于选择均衡器。作为另一示例，可将经均衡的码元和检测码元之间的均方误差(即，MSE=E{|y~[n]-y^[n]|2}]]>)，或经均衡的码元和诸如导频码元等已知码元之间的均方误差(即，MSE=E{|y[n]-y^[n]|2}]]>)与均方误差阈值相比较，并将其用于选择均衡器。
在上文的描述中，能够在任一给定的时刻实现DFE或LE的自适应均衡器用于最初实现DFE。然后在初始训练时段结束时确定DFE输出的质量，并将其与一阈值相比较。可选地，可设计自适应均衡器具有并发地实现DFE和LE的能力。对于此设计，DFE和LE可同时在初始训练时段中自适应。然后在该训练时段结束时对DFE和LE确定质量度量，并且然后选择具有较佳质量度量的均衡器来使用。
在一个方面，LE的FIR滤波器的系数最初基于DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的系数来导出(或逼近)。由于整个训练过程通常是有限的持续时间，并且训练时段的一部分用于最初自适应DFE，因此仅缩短的时间段可用于自适应LE系数。采用缩短的训练时段，对LE系数正确选择的初始值组可在训练时段结束后显著地改进这些系数的质量。
图7是DFE 700的简化模型的框图，它不包括限幅器。该DFE模型包括前馈滤波器710、反馈滤波器720和加法器712。
对于该DFE模型，前馈滤波器和反馈滤波器的每一个都用一码元间彼此间隔的FIR滤波器来实现。前馈滤波器710具有F(z)的z域滤波器响应，并在当前和先前的输入样值X(z)上操作，反馈滤波器720具有B(z)的z域滤波器响应，并在先前的经均衡的样值Y(z)上操作。反馈滤波器的滤波器响应可被表示为B(z)=B1z-1+B2z-2+...+BNbz-Nb,]]>公式(14)其中，z-k表示k个码元周期的延迟，Bk是第k个滤波器抽头的系数。
来自DFE 700的经均衡的样值Y(z)可被表示为Y(z)＝X(z)F(z)+Y(z)B(z) 公式(15)重新排列公式(15)中的各项，经均衡的样值可被表示为Y(z)=X(z)F(z)(11-B(z))]]>公式(16)
来自LE的经均衡的样值可被表示为Y(z)＝X(z)L(z)公式(17)其中，L(z)是LE的FIR滤波器的滤波器响应。
由此，可通过组合公式(16)和(17)，从DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的滤波器响应中导出LE的滤波器响应，如下L(z)=F(z)(11-B(z))]]>公式(18)公式(18)可通过各种方法来解，以导出LE的系数。在一种可有效地逼近公式(18)的方法中，使用Nb个反馈滤波器系数的前Nm个(Nm≤Nb)来形成幂级数M(z)，如下M(z)=11-B1z-1-B2z-2-...-BNmz-Nm=1+M1z-1+M2z-2+...]]>公式(19)由于M(z)可能没有有限个项，因此可通过在Nd个项之后截断该幂级数M(z)来形成截断幂级数 截断幂级数 可被表示如下M^(z)=1+M1z-1+M2z-2+...+MNdz-Nd]]>公式(20)然后可如下导出LE系数的初始值L^(z)=F(z)M^(z)]]>公式(21)通常，Nm和Nd是固定值，在这一情况下， 的计算是B1，B2，…BNm的固定函数。作为一个具体的示例，如果Nm＝2，则考虑前两个反馈滤波器抽头的系数。如果Nd＝3，则幂级数M(z)在第三项之后被截断。使用长除法，对本示例，截断幂级数 可被表示为M^(z)=1+B1z-1+(B12+B2)z-2+(B13+2B1B2)z-3]]>公式(22)由于LE的初始滤波器响应 通过将前馈滤波器的滤波器响应F(z)乘以截断幂级数 来导出，如公式(21)中所示的，因此LE滤波器响应的长度等于前馈滤波器响应的长度加上截断幂级数的长度(即，Nle＝Nf+Nd)。对于图3所示的自适应滤波器体系结构，LE的FIR滤波器可使用前馈滤波器310来实现。
由于选择幂级数的Nd个项来逼近反馈滤波器的效果，因此可将前馈滤波器从Nf增长Nd个抽头到Nf+Nd。此外，由于反馈滤波器移除了游标后ISI(即，游标样值之后的ISI失真)，因此前馈滤波器可在因果方向上增长。这可通过保持Nfa和游标抽头未知固定，并通过在前馈滤波器中的最后一个延迟元件之后添加Nd个额外的延迟元件将Nfc增加到Nfc+Nd来实现。可选地，可通过在因果方向、反因果方向或同时在因果和反因果方向上对 截断足够数量的抽头，用少于Nfc+Nd个抽头来实现LE FIR滤波器。
在一个替换实施例中，LE的系数仅基于前馈滤波器的系数来导出。例如，前馈滤波器系数可直接用于LE系数，而无需执行上述计算。
如图6所示的选择特定的均衡器来使用，并对选择的均衡器自适应滤波器系数的过程可如需要地频繁执行。在一个实施例中，对每一训练时段执行该过程，该时段可对应于发送导频码元的时段。在另一实施例中，重要均衡器输出的SINR改变了足够的量，就执行该过程，以有益于均衡器的重新评估。在又一实施例中，该过程以有规则的时间间隔周期性地执行。在再一实施例中，只要被指导，就执行该过程，指导可通过一个或多个定义事件(如，操作情况中检测的变化)的出现而被引发。对于所有这些实施例，如公式(21)所示的初始LE滤波器系数的导出在每次执行该过程时进行一次，并仅当选择LE来使用时进行。
为简化目的，图7所示以及上文描述的DFE模型假定前馈滤波器和反馈滤波器都是码元间彼此间隔的。导出初始LE滤波器系数的技术也可在前馈滤波器相对反馈滤波器微小地间隔时应用。例如，前馈滤波器的抽头可以每半个码元间隔，反馈滤波器的抽头可以每一码元间隔(即，Tsam＝Tsym/2)。在这一情况下，最初对与前馈滤波器的采样率相同的反馈滤波器确定一组系数。该组可包括码元定时上的反馈滤波器系数。该组中的剩余系数可以(1)被设为0(如，零填充)、(2)通过内插其它系数导出、或者(3)通过某些其它方法导出。
均衡器(如，DFE或LE)可有效地降低由于频率选择性衰减而引起的ISI。对于MMSE均衡器，这通过提供近似为通信信道的频率响应的倒置的滤波器响应，同时试图最小化整体噪声来实现，噪声包括输出附加噪声和剩余ISI失真。
本发明描述的均衡技术可用于各种无线通信系统。例如，这些技术可用于CDMA、TDMA和FDMA通信系统。这些技术也可用于无线LAN通信系统，如符合IEEE标准802.11b的那些系统。
本发明描述的均衡技术可通过各种装置来实现。例如，这些技术可以硬件、软件或其组合来实现。对于硬件实现，用于实现该技术的任一个或其组合的元件(如，FIR滤波器、自适应单元等)可在一个或多个应用专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、被设计成执行本发明所描述的功能的其它电子单元或其组合中实现。
对于软件实现，本均衡技术可用执行本发明所描述的功能的模块(如，过程、函数等)来实现。软件代码可储存在存储器单元(如，图1和3中的存储器162)中，并由处理器(如，控制器160)执行。存储器单元可在处理器内或对处理器外部地实现，在这一情况下，它可通过本领域中已知的各种装置通信上耦合至处理器。
提供了所揭示的实施例的以上描述，以令本领域的技术人员能够作出或使用本发明。对这些实施例的各种修改对本领域的技术人员是显而易见的，并且本发明所定义的一般原理可在不脱离本发明的精神和范围的情况下应用到其它实施例。由此，本发明并不意味着局限此处所示出的实施例，而是依照与所揭示的原理和新颖特征相一致的最宽范围。
权利要求
1.一种用于在无线通信系统中均衡一接收信号的方法，其特征在于，它包括基于所述接收信号在一初始时间段内自适应一判决反馈均衡器(DFE)；对所述DFE的输出确定一质量度量；如果所述质量度量优于一阈值，则选择所述DFE用于均衡所述接收信号；以及如果所述质量度量差于所述阈值，则选择一线性均衡器(LE)用于均衡所述接收信号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，它还包括如果选择所述LE来使用，则基于所述DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的系数来导出所述LE的系数的初始值。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，它还包括如果选择所述LE来使用，则在使用所述LE来均衡所述接收信号之前在一额外时间段内自适应所述LE的系数。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，它还包括如果选择所述DFE来使用，则在使用所述DFE来均衡所述接收信号之前在一额外时间段内自适应所述DFE的系数。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述质量度量涉及来自所述DFE的经均衡的码元和所述经均衡的码元的期望码元之间的均方误差(MSE)。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述质量度量涉及信号—噪声和干扰比(SINR)。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述质量度量涉及由一限幅器向所述DFE提供的检测码元的误码率。
8.一种用于在无线通信系统中均衡一接收信号的方法，其特征在于，它包括基于所述接收信号在一初始时间段内自适应一判决反馈均衡器(DFE)；在所述初始时间段之后对所述DFE的输出确定一质量度量；基于所述质量度量选择所述DFE或一线性均衡器(LE)用于均衡所述接收信号；以及如果选择所述LE来使用，则基于所述DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的系数导出所述LE的系数的初始值，以及在使用所述LE来均衡所述接收信号之前在一额外时间段内自适应所述LE的系数。
9.一种适合在无线通信系统中使用的自适应均衡器，其特征在于，它包括一滤波器单元，它被配置成实现一判决反馈滤波器(DFE)或一线性均衡器(LE)，其中，根据对所述DFE的输出所确定的一质量度量，选择所述DFE或所述LE用于均衡接收信号；以及一自适应单元，它可操作以根据是选择使用的是所述DFE还是所述LE，来导出所述DFE或所述LE的系数。
10.如权利要求9所述的自适应均衡器，其特征在于，所述滤波器单元最初被配置成实现所述DFE。
11.如权利要求10所述的自适应均衡器，其特征在于，所述DFE基于所述接收信号在一初始时间段内自适应，并且所述质量度量在所述初始时间段之后确定。
12.如权利要求11所述的自适应均衡器，其特征在于，如果选择了所述LE来使用，则所述自适应单元还可操作以基于所述DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的系数导出所述LE的系数的初始值。
13.如权利要求12所述的自适应均衡器，其特征在于，仅使用所述反馈滤波器系数的一个子集来导出所述LE的初始系数值。
14.如权利要求12所述的自适应均衡器，其特征在于，所述自适应单元还可操作以在使用所述LE来均衡所述接收信号之前，在一额外时间段内自适应所述LE的系数。
15.如权利要求9所述的自适应均衡器，其特征在于，所述DFE用一前馈滤波器和一反馈滤波器来实现，并且其中，所述LE用所述前馈滤波器并通过禁用所述反馈滤波器来实现。
16.如权利要求15所述的自适应均衡器，其特征在于，所述LE用具有一扩展长度的所述前馈滤波器来实现。
17.如权利要求15所述的自适应均衡器，其特征在于，所述前馈滤波器和所述反馈滤波器的每一个用一有限冲击响应(FIR)滤波器来实现。
18.如权利要求9所述的自适应均衡器，其特征在于，所述自适应单元可操作以基于一特定的自适应算法导出所述DFE或所述LE的系数。
19.如权利要求18所述的自适应均衡器，其特征在于，所述自适应算法是最小均方(LMS)算法。
20.如权利要求9所述的自适应均衡器，其特征在于，所述自适应单元可操作以基于期望码元来自适应所述DFE或所述LE的系数。
21.如权利要求20所述的自适应均衡器，其特征在于，所述期望码元是导频码元。
22.如权利要求20所述的自适应均衡器，其特征在于，所述期望码元是由一限幅器基于一特定的信号布阵提供的检测码元。
23.如权利要求9所述的自适应均衡器，其特征在于，所述自适应单元可操作以对所述DFE的输出确定所述质量度量。
24.如权利要求9所述的自适应均衡器，其特征在于，所述质量度量涉及来自所述DFE的经均衡的码元和期望码元之间的均方误差(MSE)。
25.如权利要求9所述的自适应均衡器，其特征在于，所述质量度量涉及信号-噪声和干扰比(SINR)。
26.如权利要求9所述的自适应均衡器，其特征在于，所述质量度量涉及由一限幅器向所述DFE提供的检测码元的误码率。
27.一种适合在无线通信系统中使用的自适应均衡器，其特征在于，它包括一滤波器单元，它被配置成实现一判决反馈均衡器(DFE)或一线性均衡器(LE)，其中，根据随所述DFE的输出所确定的一质量度量，选择所述DFE或所述LE用于均衡接收信号；以及一自适应单元，它可操作以对所述DFE的输出确定所述质量度量、根据选择使用的是所述DFE还是所述LE来导出所述DFE或所述LE的系数，并且如果选择使用的是所述LE，则基于所述DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的系数导出所述LE的系数的初始值，以及在使用所述LE来均衡所述接收信号之前，在一额外时间段内自适应所述LE的系数。
28.一种通信上耦合至一数字信号处理设备(DSPD)的存储器，其特征在于，所述DSPD能够解释数字信息，以便基于一接收信号在一初始时间段内自适应一判决反馈均衡器(DFE)；对所述DFE的输出确定一质量度量；如果所述质量度量优于一阈值，则选择所述DFE用于均衡所述接收信号；以及如果所述质量度量差于所述阈值，则选择一线性均衡器(LE)用于均衡所述接收信号。
29.一种用于在无线通信系统中均衡接收信号的计算机程序产品，其特征在于，它包括用于基于接收信号在一初始时间段内自适应一判决反馈均衡器(DFE)的代码；用于对所述DFE的输出确定一质量度量的代码；用于如果所述质量度量优于一阈值，则选择所述DFE用于均衡所述接收信号的代码；用于如果所述质量度量差于所述阈值，则选择一线性均衡器(LE)用于均衡所述接收信号的代码；以及一用于储存所述代码的计算机可使用媒质。
30.一种集成电路，其特征在于，它包括一滤波器单元，它被配置成实现一判决反馈滤波器(DFE)或一线性滤波器(LE)，其中，根据对所述DFE的输出所确定的一质量度量，选择所述DFE或所述LE用于均衡接收信号；以及一自适应单元，它可操作以根据选择使用的是所述DFE还是所述LE来导出所述DFE或所述LE的系数。
31.一种无线通信系统中的接收器系统，其特征在于，它包括一接收器单元，它可操作以处理接收信号，来提供数据样值；以及一数据处理器，它可操作以处理所述数据样值，来提供经均衡的码元，所述数据处理器包括一滤波器单元，它被配置成实现一判决反馈均衡器(DFE)或一线性均衡器(LE)，其中，根据对所述DFE的输出所确定的一质量度量来选择所述DFE或所述LE用于均衡接收信号；以及一自适应单元，它可操作以根据选择使用的是所述DFE还是所述LE来导出所述DFE或所述LE的系数。
32.一种无线通信系统中的装置，其特征在于，它包括用于在任一给定时刻实现一判决反馈均衡器(DFE)或一线性均衡器(LE)的装置；用于基于接收信号在一初始时间段内自适应所述DFE的装置；用于对所述DFE的输出确定一质量度量的装置；以及用于基于所述质量度量选择所述DFE或所述LE用于均衡所述接收信号的装置。
33.如权利要求32所述的装置，其特征在于，它还包括用于如果选择了所述LE来使用，基于所述DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的系数导出所述LE的系数的初始值的装置。
34.如权利要求33所述的装置，其特征在于，它还包括用于如果选择了所述LE来使用，在使用所述LE来均衡所述接收信号之前，在一额外时间段内自适应所述LE的系数的装置。
全文摘要
选择一DFE或一LE用于均衡接收信号，并快速且有效地对所选择的均衡器确定系数的技术。在一个实施例中，提供了一种方法，其中，最初基于及接收信号和特定的自适应算法(如，LMS算法)，在一初始时间段内自适应DFE。然后对该DFE的输出确定一质量度量。如果该质量度量优于一阈值，则选择该DFE来使用，否则选择LE。如果选择了LE，则基于DFE的前馈滤波器和反馈滤波器的系数来导出LE的系数的初始值，并且在使用LE来均衡接收信号之前，在一额外时间段内进一步自适应LE系数。
文档编号H04B3/06GK1659840SQ03813126
公开日2005年8月24日 申请日期2003年6月4日 优先权日2002年6月4日
发明者J·斯密, I·J·弗南德兹-科巴顿, S·贾亚拉曼 申请人:高通股份有限公司