专利名称：确定调制信号的包络线的方法
技术领域：
本发明涉及一种用于确定调制信号(modulated signal)的包络线(envelope curve)的方法，例如用于确定CCDF曲线的值。
背景技术：
不但在确定互补累积分布函数(CCDF)中特别需要确定调制信号的包络线，而且在其它应用中也需要确定调制信号的包络线。CCDF曲线图表示所分析的信号的包络线的信号电平(signal level)超过特定电平值的概率。根据CCDF曲线轨迹，可以确定峰值因子(crest factor)等参数，峰值因子表示信号峰值处的功率与平均功率之比。峰值因子用于帮助高频调制发射机(modulated high frequency transmitter)的操作员确定发射机放大器的最佳调制。一方面，希望发射功率尽可能的高，以使接收机端的信噪比(signal-to-noise)尽可能的大。另一方面，发射功率不应过大，以避免由于发射放大器中的短功率峰值(short power peaks)而造成的损坏。如果与理想信号的轨迹一起来表示所检测的CCDF轨迹，则可以得到关于发射信号中非线性和极限效应(limitation effects)的结论。
根据德国专利DE 199 10 902 A1，可以了解用于CCDF曲线的测量值检测设备和显示设备。其中在确定调制信号的包络线或包络线的功率中包括信号处理步骤。从第10列第47行到第11列28行，提出了确定包络线功率的操作用四倍符号频率对信号进行采样，将包含四个取样值的一组数字数值进行平方运算，求和后除以4。因此，对应于低通滤波(loss-pass filtering)，生成了调制信号瞬时振幅的功率值的变化平均值(sliding average value)。但是，这种操作模式存在以下缺点对采样得到的数字数值的必要的平方处理，导致更高频的频谱分量(higher-frequency spectral components)。随后的非理想的低通滤波导致CCDF测量的不精确。更准确地说，取样值的平方导致高频频谱分量，该高频频谱分量不能通过取平均的方式(相当于采用具有sin(x)/x的频率响应的滤波器进行滤波)正确去除。
发明内容
因此，本发明的主要目的在于提供一种用于确定调制信号的包络线的方法，能够获得相对高的计算精度。
上述目的是由权利要求1的技术特征来实现。
与现有技术相比，根据本发明，不是通过低通滤波，而是对数字样本在频域进行傅立叶变换来实现确定包络线。在频域中，就去除了频域中的正频率范围或负频率范围。然后在时域进行傅立叶反变换。接着才形成反变换样本的数值。本申请后面也指出反变换样本的绝对值表示经过调制的高频信号的包络线。
与数值形成和随后的低通滤波相比，根据本发明的方法具有如下优点本发明方法的执行与低通滤波的质量、信号类型及其谱位置无关。另外，本发明的执行和将要测量的高频信号的同步状态也无关。而且，根据本发明的方法实质上比采用低通滤波的现有方法更加精确。
从属权利要求涉及对本发明的较佳发展。
除了去除负频率范围或正频率范围，本发明优点还在于在频域进行傅立叶变换后，还可以去除其中的直流(DC)频率0处的电平分量。因此，可以确信的是，非理想的模拟/数字转换器的直流电压偏移(direct voltageoffset)对根据本发明的方法没有影响。理想信号在中频平面内没有直接电压分量，使得直流电压分量的去除不会歪曲测量结果。
此外，对在时域中进行了反变换的样本只在有限范围进一步内进行处理是明智的，在该有限范围中，傅立叶变换和反傅立叶变换造成的信号的循环连续(cyclic continuation of the signal)得到了抑制。
权利要求6、7、8和9涉及基于本发明方法的相应数字存储介质、计算机程序或计算机程序产品。
下面参考附图对本发明进行更详细的说明。其中图1为CCDF曲线的实例；图2为根据本发明方法的方框图；图3为解释根据本发明方法的操作模式的示意图；图4为在频域进行傅立叶变换的采样样本；和图5为在时域进行反变换的采样样本。
具体实施例方式
下面通过应用实例说明根据本发明的方法，该应用实例用于为CCDF曲线确定包络线的瞬时功率。但是，如已描述的，根据本发明的方法不局限于该应用，而是适合于所有需要包络线的瞬时电平或如功率(即电平的平方)等信号数值的应用。
图2通过方框图的方式说明了根据本发明的方法。其中，经过调制信号调制的高频输入信号S，首先通过采样与保持电路1进行数字采样。这样就产生了输入信号S的数字样本An。然后，将样本An进行傅立叶变换，例如可用快速傅立叶变换(FFT)算法对样本An进行傅立叶变换，这样就产生了傅立叶变换样本(Fourier-transformed samples)Bn。傅立叶变换如图2的方框2所示。
由于经过采样的实信号(real signal)的傅立叶变换，如已知的那样产生了傅立叶变换样本，该样本覆盖整个负频率范围和整个正频率范围。根据本发明，负频率范围或者正频率范围都将从傅立叶变换样本Bn中去除。如果傅立叶变换样本Bn的指标n的范围是，比如从-2N/2到2N/2-1，N是自然数，那么负频率范围对应于样本Bn的n＜0的部分，或者正频率范围对应于样本Bn的n＞0的部分。
图2所示的B′n是去除操作后保留的样本，该样本或者只是正频率或者只是负频率。图2的方框3表示去除负频率范围的样本，方框3具有变换函数H(f)，该函数只在正频率范围内与0不同。经过边频清除(sideband-cleaned)处理的傅立叶变换样本B′n，接着经过反傅立叶变换处理变换回到时域。同样地，可以使用如图2的方框4所示的快速数字傅立叶反变换(IFFT)。这样，时域中呈现反变换样本Cn，其数值最终在数值形成器5中形成。在时域中经过反变换的样本的数值如图2的Dm所示。
在应用于CCDF曲线的情况下，现在必须在方框6中建立数值样本的平方D2m与平均功率D2eff相比，在以分贝(dB)为单位的对数坐标上，超过的门限值x的相对频率，该数值样本的平方D2m对应于功率。优选地，不是在取对数处理之前而是在取对数处理之后进行平方运算，即不是用比例系数10，而是用比例系数20进行乘法运算，结果记作10·logDm2Deff2=10·log(DmDeff)2=20·logDmDeff---(1)]]>这样，CCDF曲线就可以显示在显示装置7，比如屏幕上。
如图5所示，先经过傅立叶变换然后经过时域反变换的信号包括数字样本Cn，由于最终的时域和频域采样，该信号是周期的，如图5的实例所示，该信号的周期长度为m2-m1-1。图5中，指标n的范围是从0到2N-1。因此，优选地，进一步只在有限范围13内对反变换样本Cn进行处理，以消除周期持续。也就是，采用公式Cm＝Cn，m1≤m≤m2。数量数值只有由反变换样本的有限部分Cm进行计算，该反变换样本的有限部分Cm对应于图2的描述。这样，数值形成根据如下公式实现Dm=|Cm|=Re{Cm}2+Im{Cm}2---(2)]]>重复执行用于确定反变换样本的数值Dm的步骤，直到得到足够数量的数值Dm，这样可以根据已知的运算法则确定数值序列的有效值Deff。这样，该有效值的功率是用于表示CCDF曲线横轴(0dB)上的数值的参考数值。在CCDF曲线的纵轴上，属于各个功率电平的CCDF数值被绘制成曲线，也就是平均功率D2eff超过功率数值x的相对频率。这可以通过如下公式实现CCDF(x)=p(20·log10DDeff≥x)[x]=db---(3)]]>其中p为发生概率或者相对频率；D为包络线的瞬时数值；Deff为包络线的有效值。
这里，不用比较电平大小或电压大小，也自然可以知道对应的功率大小(瞬时功率D2和平均功率D2eff)是彼此直接相关的。但是，对数处理的预定系数(prefactor)已经从20变为10。
参考图3和图4更详细地说明根据本发明方法的功能。可以利用傅立叶序列对信号S进行因式分解，也就是，任何随机输入信号都可以由一系列具有不同信号电平和相位的余弦信号构成。下面仅考虑傅立叶分量中的一个，通常可以记作如下s1(t)＝A(t)·cos(ω·t+)(4)因此，这里所要确定的包络线为A(t)。发射信号涉及到的实信号可以复数表示如下 这种关系可以通过向量曲线图形化表示，如图3所示。
信号s1(t)包括以角频率ω向左旋转的第一旋转向量8(first rotatingvector)和与此同步地以同样角频率ω向右旋转的第二旋转向量9。根据本发明，负频率范围的删除将导致旋转向量9的消除。反之，仅可能作为一种替换，正频率范围的删除将导致旋转向量8的消除。因此，频域中的滤波将导致公式(5)两项中的一项被删除。例如，如果公式(4)中的负频率分量，即图3中向左旋转的旋转向量9被删除，则进行数量形成之后将产生如下结果 根据图3，该数值对应于保留向量的长度。当使用信号s2(t)确定CCDF曲线时，由于数值形成造成的s2(t)只能是正的事实就不重要了。在CCDF曲线中，只有正功率可以互相比较。除以系数2的运算也同样不会影响CCDF曲线的结果。
根据傅立叶分量得到的结论当然可以应用于表示高阶傅立叶分量的线性叠加的全部信号。为此，图4中表示了傅立叶变换样本Bn。这里，指标n从-2N/2到2N/2-1。可以看出，实输入信号S中，负频率范围10是正频率范围11的镜像。
如果在进一步的信号处理中，负频率范围10被删除，即B′n＝0，对于n＜0(for n＜0)并且Bn＝B′n，对于n＞0(for n＞0)，或者正频率范围11被删除，即B′n＝B′n，对于n＜0(for n＜0)并且B′n＝0，对于n＞0(for n＞0)，那么如前面图3所示的那样，在绝对值形成和时域反变换之后，就会自动生成包络线。
优选地，不仅将负频率范围10或者正频率范围11消除，而且也将0频率的电平分量12消除；这里使用指标中，即n＝0时的B0。因此，可以消除可能出现的直流电压分量(DC偏移)。由于被评估的信号来自于中间频率平面，因此这些信号实际上并不包含直流电压分量。但是，如果出现直流电压分量，则这可能来自于模拟-数字转换器的直流电压偏移，这种直流电压分量的去除将增加测量的精度。
图1示出了CCDF曲线的一个例子，主要是利用本发明的方法获得其中的包络线。为此，如已描述的那样，在CCDF曲线中按照超过对数坐标上的特定电平D的方式，将相对频率p绘制成曲线。图3所示的实例中，根据8VSB的标准对输入信号进行数字调制，仍会出现有效功率超过3dB时，具有大约10％的相对频率，而出现有效功率超过6dB时，则具有比1％还小的相对频率。
如已经多次提到的那样，根据本发明的方法不局限于用于为CCDF曲线确定瞬时电平值或者瞬时功率值的应用，而一般也适用于确定调制信号的包络线。该方法可以采用数字硬件执行，比如使用现场可编程门阵列(FPGA)，或者采用特殊处理器中的软件执行，理想地，采用数字信号处理器(DSP)。
权利要求
1.一种用于确定调制输入信号S的包络线的方法，包括以下方法步骤通过对输入信号S的数字采样产生数字样本An；通过对数字样本An的傅立叶变换产生傅立叶变换样本Bn；通过从傅立叶变换样本Bn去除负频率范围或正频率范围，产生边频清除的傅立叶变换样本B′n；通过对边频清除的傅立叶变换样本B′n的反傅立叶变换产生反变换样本Cn；和形成反变换样本Cn的绝对值Dm的数值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，为产生边频清除的傅立叶变换样本B′n，除了去除负频率或正频率范围之外，还去除0频率处的电平分量。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，进一步仅在有限范围中处理反变换样本Cn，以使得由傅立叶变换和反傅立叶变换引起的周期持续被消除。
4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于，绝对值Dm的数值相对于反变换样本的有效值Deff进行取对数处理。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，取对数处理的数值的频率分布作为对数化电平CCDF曲线的函数显示。
6.一种具有电子可读控制信号的数字存储介质，其与可编程计算机或数字信号处理器配合，执行根据权利要求1至5任一项的方法。
7.一种具有程序编码工具的计算机程序产品，其存储在机器可读的载体中，当在计算机或数字信号处理器上运行该程序时，执行根据权利要求1至5任一项的所有步骤。
8.一种具有程序编码土具的计算机程序，当在计算机或数字信号处理器上运行该程序时，执行根据权利要求1至5任一项的所有步骤。
9.一种具有程序编码工具的计算机程序，该程序存储在机器可读的数据载体中，并且执行根据权利要求1至5任一项的所有步骤。
全文摘要
本发明涉及一种用于确定调制输入信号(S)的包络线的方法，包括以下方法步骤通过对输入信号(S)的数字采样(1)产生数字样本(A
文档编号H04N5/38GK1682542SQ03821351
公开日2005年10月12日 申请日期2003年8月7日 优先权日2002年9月12日
发明者马丁·霍夫梅斯特 申请人:罗德施瓦兹两合股份有限公司