高性能adsl线路调节器系统和方法

专利名称：高性能adsl线路调节器系统和方法
技术领域：
本发明总体上涉及数字用户线路(DSL)技术，特别涉及使用ADSL (非对称DSL)技术在长的本地用户环路上提供高性能宽带数字服务 的线路调节系统和方法。
背景技术：
大多数电话公司使用通常包括用于每一个电话号码的单个双绞 线(TP)在内的遗留基础设施为客户提供模拟电话服务和其它服务， 所述模拟电话服务通常称为普通老式电话业务(POTS)。每一 TP线 路称为用户环路或用户线路。POTS线路被构建成用3. 4kHz带宽通道 携载单一话音信号。DSL技术允许经有损耗TP线路进行高速、高比 特率数字传输，但要求信号处理以克服例如由于信号衰减、来自其它 线路上的信号的串扰噪声、信号反射、射频噪声及脉冲噪声引起的传 输损伤。由于传统TP线路的高频性能非常差，高速DSL运行(10+ Mbps)通常限于电话中心局(CO)和用户客户端(CPE)之间的 8000-10000英尺级的短的本地环路长度，因为DSL信号以更高的频 率降级。作为传输损伤的最大组成部分，信号衰减随频率和线路长度 增加而增加。因而，对于给定传输方法，随着线路长度增加，可实现 的最大传输比特率降低。可实现数据速率也受其它因素限制，如也随 频率而变的群时延、以及串扰和噪声。
非对称DSL (ADSL)是这样一种DSL技术，其从CO向CPE的下 行频谱大于到CO的上行频谱，并采用比上行比特率大得多的下行比 特率。这减少了近端串话，且所述频谱支持在TP上同时传输双向POTS 和数据。ADSL1具有1. 1MHz级的最大信号带宽。ADSL2+具有2. 2顧z, 级的最大信号带宽。通常，0-30kHz之间的频谱预留给POTS服务。 34-125kHz之间的频谱为上行数据，高于164kHz的频谱给下行数据。为与光缆服务提供商竞争， 一些电话业务提供商采用ADSL2十技 术用于宽带数字数据如因特网接入及在同一 TP上提供电视服务 (IPTV)。当使用MPEG-2压縮时每一NTSCTV频道需要大约4. 4Mbps， HDTV频道需要大约8Mbps。 一些电话公司正提供两个视频点播TV服 务频道及3. 0Mbps的因特网宽带服务，这总共需要11. 8Mbps级的数 据速率。ADSL2+技术能够实现这样的总比特率，然而，服务提供商通 常能在高达约8000英尺的本地环路长度提供这样的组合视频和宽带 服务。
上述在前应用公开了用于TP导线信号的串联放大器，其使能实 质上改善传统ADSL技术的速率和其可达到的距离。然而，获得更大 的改善和更高的性能(速率和可达到的距离)也是符合需要的，以允 许更新的DSL技术即ADSL2+和VDSL2能够在比当前可实现的距离更 远的距离上连同传统POTS服务一起可靠运行。在这种情况下，部署 安装简单、便宜、低功耗技术也是符合需要的，其可从TP线路直接 供电，且其在TP线路上运行不中断正常POTS服务。为此提出本发明。

发明内容
本发明提供DSL线路调节系统和方法，其通过使用提供良好线路 均衡和补偿、高共模抑制及低串扰的低噪声、低功率元件和电路优化 信噪比(SNR)及跨DSL频谱的信号质量而提供高性能。更具体地， 本发明在比用当前技术能够实现的长度更长的环路长度上提供更高 的数据速率，并提供高信号质量的、12Mbps级的数据速率，因而使 能在12000英尺级的距离同时传输两个TV频道及3Mbps的宽带数据。
一方面，本发明提供调节双绞线电话线路以用于高数据速率宽带 运行的方法，其将距离延伸到所述线路能够支持预定性能级别的所述 运行的距离。所述方法首先在线路上的两个点如中心局和客户端之间 的中间位置测量包括衰减的线路特性。之后，所述线路被自动均衡以 克服线路衰减，其通过向下行信号提供第一增益及向上行信号提供第 二增益进行，之后进一步补偿所述线路的群时延。另一方面，本发明提供调节双绞线电话线路以用于高数据速率宽 带运行的方法，其将距离延伸到所述线路能够支持预定性能级别的所 述运行的距离。所述方法首先在线路上的两个点如中心局和客户端之 间的中间位置测量包括衰减的线路特性。所述线路被自动均衡以克服 线路衰减，其通过提供高信噪比的低噪声预放大下行信号和提供低信 噪比的低噪声预放大上行信号实现。
另一方面，本发明提供线路调节器，其包括可编程增益预放大器， 用于均衡用于来自中心局的下行信号和来自客户端的上行信号的双 绞线线路；还包括检测器，用于检测与线路衰减有关的下行和上行启 动音的级别；及包括微处理器，用于响应于所述音的级别自动编程预 放大器的增益，从而均衡双绞线及克服衰减影响。
在更具体的层面，本发明使用峰值均衡提供想要的增益频率特性 从而均衡线路以用于DSL运行。本发明采用低噪声、低功率模拟电路 用于信号调节，其优化信噪比及信号质量，且所述电路以低功率运行 使得其可由双绞线电话线路供电而不中断正常电话业务。


图1为在电话中心局和用户客户端之间的本地环路中采用的、根 据本发明的线路调节器的框图。
图2为可连同本发明采用的POTS滤波器/分路器的示意图。 图3为可在图1的线路调节器中采用的峰值检测器的示意图。 图4为可在图1的线路调节器中采用的混频器的示意图。 图5为可在图1的线路调节器中采用的下行可调节增益预放大器 的示意图。
图6为可在图1的线路调节器中采用的上行可调节增益预放大器 的示意图。
图7为可在图1的线路调节器中采用的下行滤波器的示意图。 图8为可在图1的线路调节器中采用的峰值均衡放大器和激励放 大器的示意图。图9为可在图1的线路调节器中采用的上行滤波器和上行激励放 大器的示意图。及
图10为图8的峰值均衡放大器的典型增益频率响应特性。
具体实施例方式
本发明能特别好地适于与ADSL2+技术一起使用的高性能线路调 节器，并将在本文中描述。然而，应意识到，这仅仅是本发明的一个 应用的说明，本发明可应用于其它高比特率数字运行，包括VDSL2及 交错DSL系统，以及双绞线(TP)电话线路上的其它类型的高比特率 数字运行。
图1是根据本发明的双向宽带线路调节器100的优选实施例的框 图。所述线路调节器可在中心局(C0)客户端(CPE)之间的中间位 置插入包括POTS双绞线的本地用户环路，以允许高数据速率、宽带 数据和视频服务。在一实施例中，线路调节器100可提供大约12Mbps 的数据速率，这可在12000英尺级或更远的本地环路上以与传统方法 相等或比其更好的性能支持两个分开的4.4Mbps电视视频信号及一 个3. 0Mbps宽带信号，并提供传统的POTS电话业务。
如图1中所示，常规本地环路包括不同信号线路的双绞线(TP)， 包括消息(T)线102、 103、 106及振铃(R)线104、 105、 108。消 息和振铃线携载模拟信号，其在高达30kHz的频率范围内提供传统 POTS服务。CPE中的DSL调制解调器(未示出)将数字信号转换为模 拟形式以在大约34kHz-125kHz的频带在消息和振铃TP线上从CPE上 行传输到C0。 CO中的DSL接入复用器(DSLAM)(也未示出)将数字 信号转换为模拟形式以在消息和振铃线上下行传输到CPE。(对于 ADSL2+)下行频谱可从大约164kHz到2. 2MHz。
来自CPE的上行信号越过CPE和线路调节器100所在中间位置之 间长度的TP线102和104。穿过线路调节器100的上行通路通过混 频器110、可调节增益上行预放大器112、滤波器114、激励放大器 116和另一 (下行)混频器120。混频器120分别在线路调节器和CO之间的另一长度的TP线106和108上向CO提供上行信号。从CO到 CPE的下行信号通路经过消息和振铃线106和108、通过混频器120、 可调节增益下行宽带预放大器122、滤波器124、峰值均衡放大器126、 激励放大器128及上行混频器110。混频器110在消息和振铃线102 和104上从激励放大器128向CPE提供下行信号。传统的电话业务不 通过线路调节器，而是在消息和振铃线103和105上携载并通过POTS 滤波器/分路器130。 POTS滤波器/分路器阻止高频上行和下行信号以 使得这些信号通过线路调节器100，其还向低频电话信号提供低阻抗 通路。
图2示出了传统的P0TS滤波器/分路器的实施例。如图所示，其 可包括连接到消息和振铃线103和105的一对变压器132、 134及跨 消息和振铃线连接的一对电容器136和138。正和负DC电压+V和-V 可分别从消息和振铃线提供，以作为线路调节器中的电路的衍生运行 功率。如将要描述的那样，线路调节器100最好设计成消耗低功率， 以使从消息和振铃线获得的用于向线路调节器供电的电流足够低，从 而不妨碍正常电话运行。
实质上相同的上行混频器110和下行混频器120提供两个主要功 能。它们阻止低频常规电话信号从CO和CPE流过线路调节器，从而 使这些信号流过P0TS滤波器/分路器130，且所述混频器将上行和下 行信号相互分开以由线路调节器进行处理。下行混频器120将来自 C0的线路106和108上的下行信号连接到下行预放大器122、从放大 器116接收线路140、 142上的上行信号及将它们连接到C0。另外， 混频器衰减通过混频器连接到下行预放大器122的干扰上行信号。类 似地，上行混频器110将来自CPE的上行信号连接到上行预放大器 112，及将来自激励放大器128的线路144、 146上的下行信号经消息 和振铃线102和104连接到CPE。类似地，上行混频器110衰减通过 混频器连接在到上行预放大器112的上行通路中的干扰下行信号。
线路调节器100不单单是放大器，所述放大器的信号强度足以克 服TP线路施加的信号衰减从而延伸范围，这是传统ADSL线路中继器采用的方法。而线路调节器100优化信噪比(SNR)及信号质量，这 导致更高的性能和更大的范围，并同时使功耗最小以保持在想要的电
话线路的低功率预算内。线路调节器这样优化SNR，其使用低噪声、 高带宽、低功率运算放大器(opamp)及其它有源元件将系统本底噪 声降低到低的级别，及其电路设计和结构使电路元件的热及电阻性噪 声贡献最小，所述线路调节器提供高的频带外信号抑制、高共模抑制 及低串扰。此外，线路调节器优化信号特性，主要是振幅和群时延， 其对进入和离开线路调节器的下行和上行信号进行预均衡和后均衡 及预补偿和后补偿以补偿TP线路引起的信号降级。如在此使用的， 术语"均衡"及"均衡器"指信号的振幅水平调节，例如用以校正 TP线路衰减。术语"补偿"指群时延特性的调节，例如用以校正由 于TP线路群时延引起的信号降级。
线路调节器基于信号在CO和CPE之间的TP上传输期间经受的实 际衰减自动调节应用于信号的增益均衡。另外，线路调节器对信号应 用预设预补偿和后补偿以分别补偿(即校正)从C0到线路调节器及 从线路调节器到CPE的TP线路的群时延的影响。因而，通过解决TP 线路引起的总信号降级，及通过聚焦于优化高性能和信号质量，本发 明的线路调节器实现每线路长度更高的数据速率及比仅解决信号衰 减的常规线路中继器更好的范围。实际上，本发明以常规方法四分之 一的功率即可实现与常规方法一样的距离。尽管其处理更多的下行信 号，但线路调节器100对上行及下行信号均进行均衡和补偿，因为它 们均由于更高的频谱而经受由于TP引起的最大降级。
来自混频器120的下行信号提供给宽带预放大器122，其按在由 微控制器或微处理器160执行的预运行计算过程期间对当前话路(以 将要描述的方式)自动确定的那样对下行信号应用预设增益(或衰 减)。之后，来自预放大器的下行信号提供给下行滤波器124，在ADSL 情况下其为高通滤波器，其通过高于164kHz的下行频率并阻止低于 125kHz的上行频率。滤波器124被设计成具有锐截止，以有力地抑 制通过混频器120和预放大器122连接到滤波器的无用上行频率并帮助确保低的系统本底噪声。在优选实施例中，滤波器124为第11阶 椭圆高通滤波器，其对低于125kHz的上行频率提供大约80dB到90dB 的抑制。
接下来，来自滤波器124的下行信号被提供给峰值均衡放大器 126。峰值均衡器在预设频率具有最大增益，其最好在ADSL下行信号 的频谱的较高部分。峰值均衡器响应的"Q"确定尖峰的锐度及应用 于预设频率周围的频率范围的放大。均衡影响信号的数据携载能力， 因为其改变ADSL信号的基本及谐波频率的振幅关系。峰值均衡放大 器对由CO和线路调节器之间的TP线106、 108引起的下行信号的随 频率而变的信号衰减进行后均衡，及对由从线路调节器到CPE的TP 线102、 104引起的预期随频率而变的衰减进行预均衡，使得到达CPR
调制解调器的下行信号具有想要的均衡后增益频率特性。激励放大器 128放大来自峰值均衡放大器126的下行信号以在CPE提供想要的信 号电平，并将所述信号提供给混频器IIO，其将所述信号连接到消息 和振铃线102和104以传输给CPE。
通过线路调节器100的上行通路有些类似于下行通路，但其不包 括峰值均衡放大器。对于上行ADSL信号，均衡放大器不是必须的， 因为其在比下行信号低(及窄)的频谱运行，且不经受下行信号所经 受那样多的随频率而变的降级。离开混频器110的上行信号连接到上 行可调节增益-衰减预放大器112，其也按在(将要描述的)预运行 计算过程期间由微控制器60自动确定的那样对上行信号应用预设增 益或衰减。来自预放大器112的上行信号提供给低通滤波器114，其 优选具有稍高于125kHz的锐截止。来自滤波器的上行信号传给激励 放大器116，其放大上行信号并将它们通过混频器120连接到消息和 振铃线106和108上从而连接到C0。滤波器114抑制任何通过混频 器110连接到预放大器112的无用下行信号频率，且还帮助提供低的 系统固定噪声水平。在优选实施例中，低通滤波器114也可以是第 11阶椭圆滤波器，其对高于164kHz的下行频率提供80dB到90dB的同样如图1中所示，线路调节器100还可包括连接到来自峰值均
衡放大器126的正线164的下行信号峰值检测器162，及可包括连接 到从上行滤波器114到上行激励放大器116的正线168的上行峰值检 测器166。峰值检测器的输出提供给微控制器160，其使用在预运行 计算/均衡准备过程期间检测的值自动调节预放大器112和122的增 益和衰减设置，从而对由其中使用线路调节器的实际TP线路引起的 上行及下行信号衰减进行均衡。
简言之，在预运行均衡准备过程期间，对其中使用线路调节器的 实际TP线路，线路调节器自身自动计算。线路调节器通过首先确定 CPE和线路调节器之间的有效TP线路阻抗进行，所述阻抗主要随CPE 和线路调节器之间的导线长度和直径变化，在这期间上行预放大器 112被设为默认设置。接下来，将上行预放大器112的增益或衰减设
为预定标称设置，优选从所保存的一组以经验为主确定的增益和衰减 值选择值。同样，确定线路调节器和CO之间的下行线路阻抗，在这 期间下行预放大器122被设为默认设置，并使用所确定的下行阻抗选 择预定的标称增益或衰减设置以优化性能，同样优选从一组以经验为 主确定的增益和衰减值选择。
更具体地，线路调节器的预运行均衡准备过程使用标准DSL同步 协议，其设置CO和CPE调制解调器中的DSLAM。在所述设置的第一 阶段，上行激励放大器116被微控制器160关掉，同时CPE调制解调 器以上行频谱内的间隔频率向CO发出标准"握手"启动音。由CPE 调制解调器发出的启动音在预定的功率电平并根据DSL同步协议在 预设频率隔开。由于激励放大器116被关掉，所述音不能到达C0。 因而，在CO的DSLAM保持静态并不响应于所述启动音。上行峰值检 测器166检测来自滤波器114的线路168上的复合音的峰值，并将检 测的峰值提供给微控制器160，其可包括将所检测的峰值转换为数字 值的A/D转换器。因而，在上行滤波器的输出处的复合音的数字化检 测峰值是CPE和线路调节器之间的有效TP线路阻抗(考虑导线长度 和直径)的度量。微控制器160使用所检测峰值的数字值将标称增益或衰减设置设定在上行预放大器112中。在上行信号通路调定期间，
下行激励器128打开，使得CPE调制解调器看见有效终端且为了正常
运行按需终止同步音信号。
在调定上行信号通路之后，通过打开上行放大器116和关掉下行 激励器128调定下行信号通路。这使来自CPE调制解调器的启动音能 够到达CO处的DSLAM。 CO通过发出标准"握手"音进行响应，其根 据DSL同步协议在下行频谱内的预设频率处隔开。由于下行激励器 128被关掉，CPE调制解调器不响应于这些下行音，C0继续传播这些 下行音。峰值检测器162检测来自峰值均衡器126的线路164上的复 合音的峰值，并将检测的峰值提供给微控制器160，所检测的峰值可 转换为数字值。与上行通路调定一样，复合下行音的检测峰值是线路 调节器和CO DSLAM之间的有效TP线路阻抗(考虑导线长度和直径) 的度量。微控制器160使用所检测峰值将另一标称增益或衰减设置预 设在下行宽带预放大器122中。
因此，在均衡准备过程期间，微控制器160分析来自上行和下行 信号通路的两个检测的峰值电压，并可产生一对指数X和Y，其用作 微控制器的保存预定标称增益或衰减值的存储器中的二维(2--D)阵 列内的指数。2-D阵列通过产生相应的一对增益(或衰减)值响应于 X和Y指数，微控制器160将增益(或衰减)编程到两个预放大器112 和122内。在2-D阵列中保存的增益值可使用参考系统以经验为主进 行确定，所述参考系统包括模拟不同长度的铜26 AWG电话TP线的电 话线线路模拟器。参考系统使根据经验确定的预放大器最佳性能设置 能够用于电话线路阻抗和数据速率的不同组合。最后，当激励放大器 116和128打开时，使用从先前已载入预放大器112和122的2-D阵 列选择的标称增益或衰减设置，CPE调制解调器和CO DSLAM被使能 相互协商和同步。由于线路调节器提供了提高的信号质量，CODSLAM 和CPE调制解调器对彼此表现为比实际的近，并能够以比传统可实现 的更高的数据速率和性能进行同步。图3示出了可在本发明中采用的峰值检测器的优选实施例。下行
峰值检测器162和上行峰值检测器166可实质上相同且如图中所示。 如图所示，峰值检测器可包括低噪声、低功率比较器180，其使电压 输入182与分压网络设定的参考电压进行比较，所述分压网络包括连 接到比较器输出的电阻器184、 185，所述比较器还将电容器188充 电到由输入电平确定的电压。电容器上的电压代表子通道的合成电 平，包括输入电压182，在该优选实施例中其振幅正比于TT线路阻 抗，所述阻抗主要是导线长度和直径的函数。模数(A/D)转换器190 (如上所述，其或可是单独的或可包含在微控制器160内)将电压转 换为数字值。设定在预放大器112和122内的增益或衰减默认值可以 是所选择的合适值，使得峰值检测器162和166在A/D转换器应允的 范围内运行。
图4-9更详细地示出了图1所示的线路调节器100的各个部件的 优选实施例。在这些图中，许多电路元件如电阻器、电容器和电感器 的值均被示出。这些仅是为实现本发明在ADSL2+环境中的目标而可 用于图中所示特定实施例的电路元件的典型值。图中所示线路调节器 的各个部件的特定实施例及为这些实施例选择的电路元件值对本发 明均不是必须的。而是，如本领域技术人员将意识到的，在实施本发 明时可采用不同的实施例及具有其它值的电路。
图4示出了下行混频器120的优选实施例。如前所述，上行混频 器110实质上可与下行混频器120 —样。如图所示，消息和振铃线 106和108上的正及负信号分别从C0进入混频器。这些线路上的信 号包括从DC到2. 2MHz的整个ADSL2+频谱。这些线路上进入混频器 的差分信号提供给DSL变压器200，其使C0与线路调节器隔离并阻 止dc到30kHz电话信号。DSL变压器200的次级连接到环形线圈202， 其对进入混频器的信号提供共模噪声抑制及将正和负线路206和208 上的差分下行信号提供给宽带预放大器122。
线路140和142上来自上行激励放大器116的正和负上行信号分 别在环形线圈202的输出在DSL变压器的次级侧上进入混频器。来自放大器116的上行链路信号通过一对50欧姆电阻器210、 212进入混 频器，其使DSL变压器200的阻抗与CO的标准100欧姆阻抗匹配。 进入混频器的上行链路信号通过共模抑制环形线圈202和DSL变压器 200连接到线路106和108从而连接到C0。 DSL变压器的初级上的电 容器204及次级侧上的电容器205阻止DC电流。线路206和208上 来自DSL变压器次级的下行信号通过包括两对电阻器222、 224、 226 和228的R/2R网络220。每一对中的两个电阻器的值具有2:1的比， 且标称值在图中指示。R/2R网络220对线路140、 142上进入的无用 上行信号的信号强度提供大约4dB的降低，所述线路140、 142连接 到线路206和208上的宽带预放大器。
图5示出了可编程增益宽带下行预放大器122的优选实施例。如 图中所示，预放大器122可包括两个同样的单端可编程放大器240p 和240n，分别从混频器接收正和负线路206和208上的差分信号。 每一可编程放大器可包括一对低噪声、低功率、高带宽运算放大器 242、 244，这些运算放大器具有其自己的倒相输入250、 252，所述 倒相输入分别连接到1位复用器246和3位复用器248的输出。复用 器可以是低功率CMOS器件。每一复用器具有多个输入，其连接到相 应的串联的多个电阻器的链之间的结点。复用器分别经总线254从微 控制器接收1位或3位数字控制信号，并用作将其到运算放大器242、 244的倒相输入250、 252的输出从相应的串联电阻链的电阻之间的 结点连接到复用器的输入之一的开关。如图所示，运算放大器的输出 256、 258还连接到相应的串联电阻链。因而，通过将复用器输出从 电阻链切换到特定输入，每一复用器改变运算放大器的反馈电阻值与 运算放大器的输入电阻值的比，从而改变运算放大器增益(或衰减)。 因此，通过适当选择电阻链中的电阻的值，可提供想要的增益或衰减 范围。对于图5中所示的电阻值，运算放大器242的增益可由1位复 用器246控制为0dB或1.5dB。类似地，运算放大器244的增益可由 3位复用器248按3dB步幅控制为从-10. 5dB (衰减)到+10. 5dB (增益)的范围。由于运算放大器242和244串联，预放大器240的增益 可由微控制器控制和编程为从-10. 5dB到+12. 0dB的范围。
图6示出了可编程增益上行预放大器112的实施例。上行预放大 器112实质上可具有与下行预放大器122 —样的结构，但其可采用不 同的电阻值以提供不同的增益和衰减范围。如图6中所示，上行预放 大器可包括一对同样的单端预放大器270p和270n，用于分别放大或 衰减来自上行混频器110的正和负线路266和268上的差分上行信 号。与下行预放大器122 —样，每一上行预放大器270可包括一对低 噪声、低功率、高带宽运算放大器272、 274，这些运算放大器具有 其自己的倒相输入276、 278，所述倒相输入分别连接到1位复用器 280和3位复用器282的输出。每一复用器具有多个输入，其连接到 相应的多个串联电阻器的链中的电阻结点，每一复用器通过将运算放 大器的输入连接到电阻链中的不同电阻结点而改变反馈电阻与其相 应的运算放大器的输入电阻的比。图6示出了可在电阻链中采用的典 型电阻值，其使运算放大器272的增益被控制为0dB或-3dB (衰减)， 及使运算放大器274的增益按6dB增量从-21dB变到+21dB。在微控 制器160的控制下，这使上行预放大器112的总增益在-24dB和+21dB 之间变化。与下行预放大器一样，上行预放大器段270p和270n可由 微控制器经控制线路284控制和编程以具有相同的增益设置，使得线 路266和268上来自混频器110的输入信号被放大或衰减相同的量。 上行预放大器112中的控制范围比下行预放大器122中提供的大，这 是因为CPE调制解调器可靠近(例如，实质上紧邻)线路调节器。
如本领域技术人员将意识到的，由于下行运算放大器242、 244 及上行运算放大器272、 274的增益(或衰减)由反馈与输入电阻值 的比控制，可采用不同的电阻值实现相同的比值，因而实现相同的增 益或衰减。然而，由于希望实现尽可能低的系统本底噪声以使SNR最 大，因而希望电阻性(热)噪声最小。因此，希望使用低的电阻值以 使由流过电阻的电流引起的电阻性噪声贡献最小。然而，使用低电阻 增加流过电阻的电流量，这增加了运行功率，其也能影响运算放大器的转换速率。由于线路调节器优选从使用其的TP线路供电，为了避 免中断正常电话业务，必须具有低的功率预算。因而，可选择预放大 器的串联电阻链中的电阻值以实现低噪声、低功率和高速度之间的平 衡。图5和6中所示的电阻值基于这些考虑进行选择，并代表可用于 实现本发明目标的值。与前述类似的考虑也用于选择线路调节器的其 它电路的典型电阻值。
图7示出了下行滤波器124的优选实施例。对于ADSL，下行滤 波器是高通滤波器，如先前所述。如图中所示，下行滤波器124优选 包括两个同样的单端高通滤波器290p和290n，其分别从预放大器122 接收正和负线路292和294上的差分信号。对于低噪声性能而言，两 个单端滤波器优于一个差分滤波器。高通滤波器对通过预放大器122 从混频器120连接的无用频带外上行频率提供高抑制非常重要。这使 所述无关信号的噪声贡献最小并有利于提供低的系统本底噪声。在优 选实施例中，高通滤波器290p和290n包括第11阶椭圆滤波器，其 具有大约164kHz的低频率截止，下行频谱的较低端。图7中所示的 电容和电感元件值适于第11阶高通滤波器，以使在所需频率锐截止 及对通过预放大器连接到滤波器的无用上行频率抑制大约80dB到 90dB。这使能将线路调节器的系统本底噪声保持在或低于70dB，这 提供低的频带外噪声及高的SNR。每一滤波器的50欧姆电阻器292 和294用于阻抗匹配。正和负线路296和298上的两个单端滤波器输 出分别提供为峰值均衡放大器126的差分输入，如图8中所示。
参考图8，示出了峰值均衡放大器126和激励放大器128的优选 实施例。如图中所示，峰值均衡放大器和激励放大器优选包括差分放 大器电路，其可具有实质上相同的结构。峰值均衡放大器的主要功能 是对下行信号提供后均衡以克服由C0和线路调节器之间的TP线路引 起的与频率有关的信号衰减降级，及提供预均衡以提前校正下行信号
将在线路调节器和CPE之间经受的预期衰减降级。
峰值均衡放大器126可包括一对同样的低噪声、低功率、高带宽 运算放大器300，如图8中所示连接在一起以形成差分放大器。运算放大器在其非倒相输入上接收线路296和298上的下行单端信号，并 在其输出308和其倒相输入310之间连接反馈电阻306。两个运算放 大器的倒相输入也可通过R-C电路连接在一起，如图所示，R--C电路 包括电阻器312和电容器314。如图所示，正线路296上的峰值均衡 放大器运算放大器300的输出308可在316分接并提供为下行峰值检 测器162的输入(见图l)。
峰值均衡放大器的增益-频率特性由电阻和电容元件306、 312和 314的值确定。图10示出了峰值均衡器126的典型增益-频率响应特 性。峰值均衡放大器的增益由运算放大器的反馈阻抗与输入阻抗的比 值确定。如图所示，增益-频率特性在特定频率360时增加到峰值， 然后在高于该频率的频率降低。电容器314的值确定出现峰值增益的 频率，电阻器312的值确定增益从峰值滚降的特性及峰值均衡器的 "Q"。出现峰值增益的实际频率也是运算放大器300的内在特性的函 数。使用运算放大器和模拟的SPICE模型，对特定运算放大器可调节 电阻和电容元件的实际值以提供想要的增益-频率响应特性。图10示 出了对于图8中所指示的值，峰值均衡放大器的典型增益-频率特性。 如图所示，峰值增益优选在1.6-1.7MHz级的频率出现。增加电容器 314的值将峰值增益频率移到更低的频率，相反，降低所述值增加峰 值增益的频率。降低电阻器312的值增加"Q"并提供更陡的尖峰及 更快的增益滚降，相应地，增加电阻器的值使增益特性变平。 一旦为 TP线路和距离的预期组合(TP阻抗为导线直径和长度的函数)的最 佳均衡性能选择峰值均衡放大器的峰值增益-频率曲线，峰值均衡放 大器的均衡特性固定。其后，进一步的均衡由实际线路中的线路调节 器提供并通过设置预放大器112和122的增益-衰减特性实现。
类似地，激励放大器128可包括一对同样的运算放大器320，其 在其倒相输入上接收运算放大器300的输出308。类似地，运算放大 器320可具有连接在其线路144和146的输出及其倒相输入324之间 的反馈电阻326，倒相输入也可通过包括电阻器330和电容器332的 R-C电路连接在一起。尽管激励放大器128具有与峰值均衡放大器相似的结构，但可选择激励放大器的电阻和电容值使得激励放大器对下 行通路的总增益-频率响应没有明显贡献。具体地，激励放大器中的 电容器332的值可被选择为使得激励放大器的峰值增益在电话信号 的低音频频率范围出现，及提供实质上扁平的增益-频率特性。不同
于用于设定增益响应，激励放大器中的电容器332主要用作激励器运 算放大器的DC解耦。
为了提供高信号质量，本发明不仅解决TP线路对下行信号的衰 减影响，而且解决群时延的影响。因而，本发明的线路调节器100也 被形成为补偿上行和下行信号以校正随频率而变的群时延的反作用 及优选提供相对恒定的群时延。补偿主要应用于下行信号，由于更高 的频谱，群时延的有害作用最严重。线路调节器后补偿进入线路调节 器的信号以校正进入的信号在其上传输的TP线路引起的群时延，及 预补偿离开线路调节器的信号以对将由离开信号在其上传输的TP线 路引起的预期群时延。
由线路调节器100对下行信号提供的群时延补偿主要由峰值均 衡放大器126及其它下行电路如宽带预放大器122和滤波器124确 定。因而，可选择峰值均衡放大器特性及预放大器和滤波器的特性， 使得线路调节器预补偿和后补偿提供想要的总的最佳群时延响应。这 可使用参考系统(如前所述)及其中将使用线路调节器的TP线路的 标称预期特性的模拟模型及下行信号通路中的线路调节器电路的特 性以选择提供所需响应的元件值而实现。
现在考虑上行信号通路，如前所述，上行混频器110实质上可与 下行混频器120相同；及上行预放大器112实质上可与下行预放大器 122相同，但上行预放大器可被提供以不同的增益和衰减设置。由于 上行信号在较低的频谱中，其不经受与下行信号一样的降级，且可能 具有完全不同的水平。
上行预放大器的正和负输出线路400、 402上的单端上行信号自 上行预放大器112提供给上行滤波器114，与下行滤波器一样，其优 选包括两个单端滤波器而不是差分滤波器。上行滤波器114和上行激励放大器116的优选实施例如图9中所示。如图所示，上行滤波器优
选包括两个同样的第11阶椭圆低通滤波器410p和410n。这些滤波 器可被设计成具有稍高于上行频谱的上端即125kHz的锐截止频率， 并对通过混频器110和预放大器112连接的频带外下行频率提供 80Db-90dB级的高抑制。图9中所示的电阻、电容和电感值均为提供 具有所需特性的低通滤波器的示例性值。滤波器的50欧姆输入电阻 器412和50欧姆输出电阻器414用于阻抗匹配。线路420和422上 来自滤波器410p和410n的单端输出提供为差分上行预放大器116的 差分输入信号。如图所示，来自滤波器410p的正输出信号线路420 可在424分接并提供给上行峰值检测器166 (见图l)。
在优选实施例中，上行激励放大器116包括差分放大器，其可具 有与下行激励放大器128—样的结构。如图所示，上行放大器包括一 对差动连接的运算放大器440和442，所述运算放大器具有从滤波器 分别连接到正和负输出420和422的非倒相输入。反馈电阻器446和 448可分别连接在输出140和142与运算放大器的倒相输入之间，如 图所示。倒相输入还可通过包括电阻器450和电容器452的R-C网络 连接在一起，如图所示。线路140和142上的上行预放大器的差分输 出提供给下行混频器120，如前所述。
如前所述，为了实现所需高性能目标，希望将由于电路元件和部 件增加的噪声保持尽可能的低，及希望对线路调节器的各个电路采片J 可提供高共模抑制及低串扰的设计、布局和结构。此外，由于线路调 节器的运行功率优选源自其上使用线路调节器的TP线路，希望保持 低运行功率以避免中断正常电话业务。为了满足所希望的低噪声和低 功率目标，必须仔细选择低噪声、高带宽和低功率运算放大器。另外， 希望通过在电路中使用低值电阻器使电阻性噪声最小。然而，由于随 着电阻值降低，功耗增加，可进行适当的折衷以实现所希望的目标。
上行和下行滤波器对实现高性能也很重要。这对下行滤波器而言 特别正确，因为更高频率的下行信号比上行信号经受更多的降级和损 耗。所选择的滤波器的类型及其滚降特性不仅影响对可增加噪声固有水平的无用频带外频率的抑制量，而且影响通过信号通路的群时延。 在本发明中使用的第11阶椭圆滤波器具有所需锐滚降和高抑制特 性，且其电路元件容易调节以提供所需群时延特性。然而，如将意识 到的，其它滤波器类型和其它设计及元件也可用于实现本发明目标。
标准ADSL协议采用Reed Solomon (RS)纠错码，其具有使能 重建丢失的数据的特性。可被重建的丢失数据的量取决于用于纠错的 RS比特的数量。如果数据损失超出预定的RS可纠正数据的量，出现
代码违例，数据保持不能修复。数据损失的另一度量是误比特率 (BER)。电视视频采用UDP/IP有损耗协议。随着R-S代码违例的数
量的增加，出现象素化，其中丢失多组视频象素。这可导致视频图象 上的"火花"。数据完整性与信号质量和SNR有关。可用高信号等级 实现的高数据速率不必然提供高数据完整性，因为信号质量可由于群 时延、串扰及符号间干扰而足够降级从而产生不合需要的代码违例水 平。本发明使用代码违例和/或BER的数量作为高性能的度量，并通 过将代码违例或BER的数量降低到可接受的水平而优化性能。
保存在2-D表中的预放大器112和122的增益-衰减水平可以经 验为主导出，从而对给定线路条件产生最佳性能。因而，来自峰值检 测器162和166的所检测的下行和上行信号峰值电压是CPE、 C0和线 路调节器之间的TP线路特性的有效度量。基于所检测的值，其等同 有效阻抗或距离，可选择2-D表中根据经验导出的值以设定增益和衰 减从而对其中使用线路调节器的特定TP线路提供所需的最佳性能级 别。已发现，通过聚焦于最佳性能、使SNR最大化及优化信号质量， 本发明导致可在线路调节器和C0及CPE之间比没有线路调节器情形 远得多的距离实现所希望的性能级别。
在前述描述已参考本发明特定实施例的同时，本领域技术人员将 意识到，可对这些实施例进行变化而不背离本发明的精神和原理，本 发明的范围由所附权利要求确定。
权利要求
1、为高数据速率宽带运行调节双绞线电话线路的方法，包括在中心局和客户端之间的中间位置测量双绞线的特性，所述特性包括线路衰减；响应于所述测量在所述中间位置均衡所述双绞线以克服所测得的线路衰减，其通过向来自中心局的下行信号提供第一增益及向来自客户端的上行信号提供第二增益进行；及在所述中间位置对双绞线补偿群时延的影响；其中所述均衡和所述补偿校正由双绞线引起的信号降级以延长距离，所述高数据速率宽带运行在所述距离上以预定性能级别进行。
2、 根据权利要求1的方法，其中所述测量包括自动测量所述双绞线的线路特性及在所述高数据速率宽带运行之前自动均衡所述线路。
3、 根据权利要求1的方法，其中提供所述第一和所述第二增益包括低噪声放大所述下行信号和所述上行信号以提供高信噪比。
4、 根据权利要求3的方法，其中所述下行信号和所述上行信号具有不同的频谱，及所述第一和第二增益为不同的增益以均衡下行和上行信号的不同衰减。
5、 根据权利要求1的方法，还包括在所述中间位置滤波所述下行信号以抑制上行信号及滤波上行信号以抑制下行信号。
6、 根据权利要求l的方法，其中所述测量包括测量DSL启动音的级别，及所述均衡包括基于所述测得的级别提供所述第一和第二增、/,rrrl 。
7、 根据权利要求1的方法，其中所述均衡还包括用预定的增益--频率特性均衡下行信号。
8、 根据权利要求1的方法，其中所述补偿包括后补偿中心局和所述中间位置之间的双绞线的群时延，及预补偿所述中间位置和客户端之间的双绞线的群时延。
9、 根据权利要求8的方法，其中所述补偿包括补偿所述群时延使得所述双绞线的总群时延不变。
10、 为高数据速率宽带运行调节双绞线电话线路的方法，包括在中心局和客户端之间的中间位置测量双绞线的特性，所述特性包括线路衰减，及在所述运行之前对所述双绞线自动执行所述测量；及响应于所述测量，通过自动提供第一增益而均衡所述双绞线以克服来自中心局的下行信号的线路衰减，及通过提供第二增益以克服来自客户端的上行信号的线路衰减，其中提供所述第一和所述第二增益包括低噪声放大所述下行信号和所述上行信号以提供高信噪比及延长距离，所述高数据速率宽带运行在所述距离上以预定性能级别进行。
11、 根据权利要求10的方法，还包括在所述中间位置对所述信号补偿双绞线的群时延。
12、 根据权利要求11的方法，其中所述补偿包括使双绞线的总群时延不变的补偿。
13、 根据权利要求10的方法，其中所述下行信号和所述上行信号具有不同的频谱，及所述均衡包括提供具有不同增益值的所述第一和第二增益。
14、 根据权利要求10的方法，其中所述测量包括测量DSL启动音的级别，及基于所述测得的级别提供所述第一和第二增益。
15、 根据权利要求10的方法，还包括均衡所述双绞线以提供预定的增益-频率特性。
16、 根据权利要求15的方法，其中所述均衡包括对从中心局传到客户端的下行信号提供所述预定的增益-频率特性。
17、 根据权利要求10的方法，还包括在所述低噪声预放大之后滤波下行信号以抑制上行信号，及滤波上行信号以抑制下行信号。
18、 使用在中心局和客户端之间的双绞线电话线路的中间位置的线路调节器，包括第一和第二可编程增益预放大器，用于分别均衡用于从中心局到客户端的下行信号的双绞线及用于从客户端到中心局的上行信号的双绞线；第一和第二检测器，用于分别检测第一下行信号启动音及第二上行信号启动音的级别，所述级别分别与所述下行信号和上行信号的双绞线衰减有关；及响应于所述第一和第二启动音的所检测级别的微处理器，其用于确定线路衰减及自动将第一增益编程到所述第一预放大器中和将第二增益编程到所述第二预放大器中以对所述双绞线均衡所述衰减从而提供预定性能级别的高数据速率宽带运行。
19、 根据权利要求18的线路调节器，其中所述第一和第二检测器包括分别测量所述第一启动音的第一峰值和所述第二启动音的第二峰值的峰值检测器，其中所述微处理器响应于所述第一和所述第二峰值从所保存的预定增益表提供第一和第二预放大器增益。
20、 根据权利要求19的线路调节器，其中所述所保存的增益包括用于均衡不同阻抗的双绞线的预定增益值。
21、 根据权利要求18的线路调节器，还包括均衡器，其对下行信号应用预选增益-频率特性以均衡双绞线随频率而变的衰减。
22、 根据权利要求21的线路调节器，其中所述均衡器在下行信号频谱的较高部分中的预定频率处提供峰值增益
23、 根据权利要求22的线路调节器，其中所述均衡器包括低噪声、低功率运算放大器，所述运算放大器由电阻器-电容器网络连接在一起以形成差分放大器，选择电容器的值以提供所述预定的峰值增益频率，及选择所述电阻器的值以提供预定形状的所述增益-频率特性。
24、 根据权利要求18的线路调节器，还包括连接到第一预放大器的第一滤波器，其使下行信号通过并对上行信号提供高抑制；及包括连接到第二预放大器的第二滤波器，其使上行信号通过并对下行信号提供高抑制。
25、 根据权利要求24的线路调节器，其中第一滤波器包括第ll阶椭圆高通滤波器，及所述第二滤波器包括第11阶椭圆低通滤波器。
26、 根据权利要求24的线路调节器，其中所述第一和第二滤波器中的每一个包括一对单端滤波器。
27、 根据权利要求18的线路调节器，其中所述下行信号和所述上行信号包括差分信号，及其中所述第一和第二预放大器中的每一个包括一对单端可编程增益预放大器以分别放大双绞线上的差分信号。
28、 根据权利要求27的线路调节器，其中每一单端可编程增益预放大器包括级联运算放大器，每一运算放大器连接到相关的多个电阻器及连接到复用器，所述复用器连接到多个电阻器并由微处理器控制以将所述电阻器中的不同电阻器连接到所述运算放大器从而改变运算放大器的增益。
29、 根据权利要求28的线路调节器，其中选择所述多个电阻器中的电阻器的值以在第一预定负增益值和第二预定正增益值之间按预选增益增量改变可编程增益预放大器的增益。
30、 根据权利要求29的线路调节器，其中所述运算放大器为低噪声器件，及其中所述电阻器选择为具有低电阻值以降低其电阻性噪声贡献。
31、 根据权利要求18的线路调节器，其中所述高数据速率宽带运行包括DSL运行，及其中所述频谱扩大到12MHz级的频率。
32、 根据权利要求18的线路调节器，其中所述线路调节器被构造成补偿中心局和客户端之间的双绞线的群时延。
33、 根据权利要求18的线路调节器，其中所述线路调节器从双绞线得到运行功率，及其中所述线路调节器包括为低功率运行选择的电路元件，使得从双绞线得到的功率不中断正常电话业务。
全文摘要
DSL线路调节器在比当前可实现的距离更远的距离的标准电话双绞线(102、104、106、108)上实现足以同时支持视频、声音和数据信号的高性能。根据其中使用线路调节器的双绞线对上行和下行信号施加的实际降级，线路调节器(100)自动调节和设定上行预放大器(112)和下行预放大器(122)增益和衰减。线路调节器通过优化DSL信号的信噪比和信号质量实现高性能，并具有使其能够通过从双绞线得到的功率运行的低功率预算。
文档编号H04M9/00GK101601265SQ200680048994
公开日2009年12月9日 申请日期2006年12月7日 优先权日2005年12月23日
发明者E·P·蓬格尼斯, L·R·A·拉萨瓦尔 申请人:菲洛杰公司