专利名称：接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及接收机，特别是用于利用了自适应调制方式的通信系统的接收机。
背景技术：
以往，存在着利用了自适应调制方式的通信系统。该通信系统具有多值度(比 特率)不同的多个多值调制方式，例如根据自身所处的环境(线路品质)切换要使用的 多值调制方式。在这种情况下，依据线路品质能够得到最好的传输效率。这里，作为多值 调制方式，例如按照比特率从低到高的顺序有BPSK(Binary Phase Shift Keying，二相 相移键控)、QPSK (Quadrature Phase Shift Keying,正交相移键控)> 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation，正交振幅调制)和64QAM等方式(例如，参照日本国公开专利公报 2007-150906、IEEE 802.lla-1999)。但是，构成通信系统的发射机以及接收机各自具备基准信号源。基准信号源利用 晶体发射器。发射机以及接收机的各基准信号源的振荡频率(后面称为“基准频率”)因晶 体发射器的精度而包含误差。其结果，进行调制处理的发射机侧的基准频率和进行解调处 理的接收机侧的基准频率之间产生了百万分之几的误差。该基准频率的误差成为接收机中 接收的数据的相位旋转的原因。这种相位旋转的发生对解调后的误码率(Bit Error Rate 后面称为“BER”)带来很大的影响。因此，接收机在解调时对接收到的数据的相位旋转进行 校正。特别是，在使用了 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分 复用)调制等的多载波调制方式的多值调制的情况下，因解调时的频率误差造成的相位旋 转的影响变大。这是由于1个符号的占有时间变大，相位校正的间隔变长。以往，作为进行符号的相位旋转校正的相位校正方式，有使用导频子载波的相位 校正方式(例如，参照日本国公开专利公报2008-22339)和使用了导频符号的相位校正方 式(例如，参照日本国公开专利公报2006-352746)。在使用了导频子载波的相位校正方式中，在因多径衰落的影响而导致信号的传输 特性中存在较大的频率选择性的情况下，校正误差变大。因此，在频率选择性较强的传输环境中，使用了导频符号的相位校正方式是有效 的。另一方面，使用了导频符号的相位校正方式，与使用了导频子载波的相位校正方 式不同，不是按每个OFDM符号的依次校正。因此，多值调制方式的多值度越大则将导频符 号嵌入调制信号的间隔必须越狭小。所以，若在自适应调制方式中进行能够满足所有的多 值调制方式的相位校正，则特别是在多值度较低的多值调制方式中传输效率会下降。另外，对于使用了导频符号的相位校正，由于在得到导频符号之前无法进行相位 校正，所以进行相位校正的间隔比较长。因此，在高多值度的多值调制方式的情况下，在解 调处理过程中相位旋转的误差可能会超过允许范围。这样，在相位校正方式中，存在着对于多值调制方式的适合与不适合。但是，以往 的接收机对从发射机接收的调制信号使用相同的相位校正方式。因此，以往的接收机无法根据发射机中使用的多值调制方式进行最佳的相位校正。
发明内容
本发明是鉴于上述原因而完成的。本发明的目的在于，提供一种能够根据发射机 中使用的多值调制方式进行最佳的相位校正的接收机。本发明涉及的接收机，与发射机一起被用于自适应调制通信系统，且该发射机发 送使用从多个多值调制方式中根据线路品质所选择的多值调制方式而生成的调制信号。上 述调制信号具有表示向上述接收机发送的数据的符号串。由上述发射机中所选择的多值调 制方式决定了上述符号与位串的对应关系。本发明涉及的接收机具备多值调制方式判别 部、相位校正方式选择部、相位校正部和判定部。上述多值调制方式判别部构成为，根据从 上述发射机接收的上述调制信号判别用于上述调制信号的上述多值调制方式。上述相位校 正方式选择部构成为，根据上述多值调制方式判别部判别出的上述多值调制方式的多值度 从预先准备的多个相位校正方式中选择用于上述调制信号的符号的相位校正的相位校正 方式。上述相位校正部构成为，使用上述相位校正方式选择部所选择的上述相位校正方式 校正上述符号的相位。上述判定部构成为，根据上述调制方式判别部判别出的上述多值调 制方式判定与在上述相位校正部中相位被校正了的上述符号相对应的位串。根据该发明，基于上述发射机中使用的上述多值调制方式的多值度选择相位校正 方式。因此，能够与上述发射机中使用的上述多值调制方式相应进行最佳的相位校正。优选，上述发射机具有一次调制方式和二次调制方式。上述一次调制方式是从多 值度不同的多个多值调制方式中根据规定的基准选择的多值调制方式，生成表示上述符号 的一次调制符号。上述二次调制方式是多载波调制方式。上述二次调制方式根据上述一次 调制符号将构成了复数振幅的多个子载波叠加生成二次调制符号。上述二次调制方式构成 由多个上述二次调制符号构成的上述调制信号。上述调制信号每隔规定时间具有导频符 号。上述导频符号对于上述接收机来说是已知的二次调制符号。上述已知的二次调制符号 由具有已知的复数振幅的子载波构成。上述二次调制符号包含导频子载波。上述导频子 载波对于上述接收机来说是已知的子载波。上述已知的子载波具有已知的复数振幅。上述 相位校正方式选择部构成为，如果上述多值调制方式判别部判别出的上述多值调制方式的 上述多值度小于规定值，则选择使用上述导频符号校正上述符号的相位的第1相位校正方 式，如果上述多值度在规定值以上则选择使用上述导频子载波校正上述符号的相位的第2 相位校正方式。在这种情况下，当在上述发射机中使用的上述多值调制方式的多值度小于规定值 时，进行即使在频率选择性较强的传输环境中相位校正效果也较大的使用了上述导频符号 的相位校正。另一方面，当在上述发射机中使用的上述多值调制方式的多值度在规定值以 上时，进行容易实现高传输效率的使用了上述导频子载波的相位校正。所以，能够与上述发 射机中使用的上述多值调制方式相应进行最佳的相位校正。更优选地，上述相位校正方式选择部构成为，如果上述多值调制方式判别部判别 出的上述多值调制方式的上述多值度小于规定值，则只选择上述第1相位校正方式，如果 上述多值度在规定值以上则选择上述第1相位校正方式和上述第2相位校正方式两者。在这种情况下，总是进行使用了上述导频符号的上述第1相位校正。因此，上述相
5位校正部的控制变得简单。并且，在上述第1相位校正方式中，按每个上述子载波执行相位 校正。所以，即使在频率选择性较强的传播环境下，也总是能够实现较好的相位校正的效^ ο进一步优选，上述相位校正部构成为，当在上述相位校正方式选择部中选择了上 述第1相位校正方式和上述第2相位校正方式两者的情况下，按照上述第2相位校正方式 对上述符号的相位进行校正之后再按照上述第1相位校正方式对上述符号的相位进行校 正。在这种情况下，能够使用导频子载波按每个符号进行相位校正。而且，能够通过使 用了导频符号的相位校正来除去因使用了导频子载波的相位校正而产生的误差。所以，能 够对多值度较大的多值调制方式进行最佳的相位校正。优选，根据上述相位校正部使用上述相位校正方式选择部所选择的上述相位校正 方式对上述符号的相位进行校正的情况下的传输效率来设定上述规定值。在这种情况下，能够与上述发射机中使用的多值调制方式相应进行最佳的相位校 正，而且能够提高传输效率。
图1是实施方式1的接收机的概略图。图2是具备同上的接收机的通信系统的概略图。图3是16QAM星座图的说明图。图4是子载波和导频子载波的配置的说明图。图5是OFDM信号的构造的说明图。图6是导频符号的嵌入结构的说明图。图7是实施方式2的接收机的概略图。
具体实施例方式(实施方式1)本实施方式的接收机10如图2所示那样与发射机20 —起构成了自适应调制通信 系统(后面称为“通信系统”)。通信系统进行基于由发射机20调制(在本实施方式中是 OFDM调制)的OFDM信号的分组通信。另外，用于从发射机20向接收机10传输OFDM调制 波的传输通路30可以是有线也可以是无线的。发射机20采用多值调制方式作为一次调制，采用OFDM调制作为二次调制。发射 机20对向接收机10发送的数据(信息位串)进行纠错编码。另外，发射机20对纠错编码 后的数据进行串行并行变换。发射机20基于由多值调制方式决定的符号和位串的对应关 系，根据串行并行变换后的数据生成用于调制子载波的复数符号(一次调制符号)(符号匹 配)。发射机20依次对复数符号进行逆离散傅里叶变换(二次调制)之后，通过并行串行 变换生成数字形式的复数基带OFDM信号(OFDM符号或者二次调制符号)。发射机20对复 数基带OFDM信号进行数字/模拟变换(DA变换)。发射机20利用用于除去DA变换中产 生的混叠信号的滤波器对上述DA变换后的OFDM信号进行滤波，与载波相乘(进行频率变 换)，并进行规定的信号放大，由此来生成OFDM调制波。发射机20将由此生成的上述OFDM调制波发送至传输通路30。这里，发射机20具有多值度不同的多个多值调制方式、例如16QAM和64QAM作为 一次调制方式。发射机20在进行符号匹配时从多值度不同的多个多值调制方式中以规定 的基准选择多值调制方式(也就是说发射机20进行自适应调制)。例如，发射机20选择多 值度最高的多值调制方式以使数据的传输速度最快。另外，发射机20也可以根据传输通路 30的状态(线路品质)和数据的容量选择多值调制方式以使传输速度在固定值以上。另外，发射机20具备具有晶体发射器的基准信号源(未图示)。发射机20使用基 准信号源发射的基准频率进行逆离散傅里叶变换(OFDM调制)和频率变换。另外，在接受 装置10中也具备基准信号源。这样，发射机20发送使用从多个多值调制方式(16QAM、64QAM)中按规定的基准所 选择的多值调制方式而生成的OFDM调制波。这里，在64QAM等的高多值度的多值调制方式中，使用复数平面上的复数符号判 定符号的位串时的允许误差角较小。因此，需要按每个符号进行相位校正。下面，以16QAM 为例对QAM中的允许误差角进行说明。图3表示了与16QAM的位串W000] [1111]相对应的复数平面上的符号配置 (信号点配置)。这里将葛莱码设为前提。图3中的分区线Ll按Q(Quadrature-Phase) 轴方向通过连接位串[1110]和位串[1010]的各符号点之间的线段的中点。分区线L2按 I (In-Phase)轴方向通过连接位串[1010]和位串[1011]的各符号点之间的线段的中点。 在接收机10接收到的复数符号存在于包含位串[1010]的被分区线L1、L2包围的区域A12 中的情况下，推定为该复数符号表示位串[1010]的概率较高。但是，实际上，因由于基准频 率的误差产生的相位旋转(参照箭头Ql)会导致在发射机20中存在于区域A12内的复数 符号在接收机10中可能不存在于区域A12内。在这种情况下，在位串的判定中产生错误。如果不存在基准频率的误差，则与接收机10接收到的位串[1010]相对应的复数 符号，以表示位串[1010]的符号点为中心呈高斯分布。因此，以符号点不脱离本来的区域 为条件来设定各符号点的允许误差角θ 1并不矛盾。例如，在16QAM的情况下，允许误差角 θ 1[degree]是 16.88。表1中表示了具有代表性的QAM的允许误差角θ 1。从表1可以看出允许误差角 θ 1随着多值度变大而变小。[表 1]
多值调制方式16QAM64QAM256QAM1024QAM允许误差角θ 1 (degree)16. 8810. 557. 696. 06 接着，对OFDM调制中因基准频率的误差而产生的每个OFDM符号的相位旋转进行 讨论。作为由于OFDM符号的相位旋转而产生的相位误差的主要原因，可以考虑OFDM的解 调处理所需要的载波频率同步(频率变换)时的误差(第1误差)和采样频率同步(高速 傅里叶变换)时的误差(第2误差)这两种。若将高速傅里叶变换的采样频率设为fs、将 高速傅里叶变换的大小(FFT大小)设为N点、将保护间隔(Guard Interval)的时间设为Tgi，则每个OFDM符号的占有时间Ta用下面的式(1)表示。[数式1]Ta = — + Tgi…(1)
fa基于第1误差以及第2误差的相位误差是加性的。因此，若将载波频率设为fc、 将调制以及解调的两个处理之间的基准频率误差设为e，则每个OFDM符号的相位误差角 θ 2[degree]用下面的式(2)表示。[数式2]Θ2 = 2n{fc + ^-)-e-(— + Tgi)·—…(2 )
2 fsπ例如，根据IEEE 802. lla-1999的规格(IEEE (美国电气电子学会)制定的无线 LAN的规格IEEE 802. Ila)，若允许各基准信号源的基准频率误差为20ppm，则调制以及解 调的两个处理中会达到40ppm的基准频率误差e。对于载波频率fc的误差，通过利用接收 机的自动频率校正电路，一般收敛于fs/2的频率误差。所以，上面的式(2)可以变形为下 面的式(3)。[数式3]02 二 2;r.为·e-i^ + rgz·)·^^··· ( 3 )
fsπ另外，根据IEEE 802. lla-1999的规格，高速傅里叶变换的采样频率fs是20MHz、 OFDM符号的占有时间Ta是4 μ sec (其中，保护间隔的时间Tgi是0. 8 μ sec)、高速傅里叶 变换的大小N是64点。如果按照IEEE 802. 1 la-1999的规格计算上面的式(3)，则相位误差角θ 2 是2.88。所以，在64QAM中用4个符号就超过了允许误差角θ 1。另外，根据IEEE 802. lla-1999的规格，要求1个分组最大是1000字节。因此，如果不附加基于错误更正的 冗余位，则1个分组中能够发送的OFDM符号约为27符号。所以，在用4个符号超过了允许 误差角θ 1的情况下，无法正确解调1个分组。因此，IEEE 802. lla-1999规定如下如图4所示那样将全部52个子载波中的4 个设为与数据传输没有关系的导频子载波PSCl PSC4，将剩下的48个设为用于数据传输 的子载波SCO SC47。因此，能够使用导频子载波PSCl PSC4进行按每个OFDM符号的相 位校正。但是，在因多径衰落的影响使信号的传输特性中存在较大的频率选择性的情况 下，嵌入导频子载波的频率的S/N比有可能极端恶化。在这种情况下，使用了导频子载波的 相位校正方式的校正误差变大。因此，特别在是高多值度的多值调制方式时，实施相位校正 有时BER反而会恶化。例如，在图4中的导频子载波PSCl的附近，由于频率特性1000发生 恶化，所以使用了导频子载波PSCl的相位校正的精度降低。在频率选择性较强的传输环境中，使用导频符号的相位校正方式是有效的。导频 符号由在接受装置10以及发射机20中已知的符号构成。另外，导频符号以固定的时间间 隔被嵌入在由OFDM符号构成的调制信号(分组)中。因此，能够使用导频符号进行按每个 子载波的相位校正。
但是，使用了导频符号的相位校正方式不是按每个OFDM符号的依次校正。因此， 多值调制方式的多值度越大则在调制信号中嵌入导频符号的间隔必须越狭小。例如，在 16QAM中，在调制信号中每隔5个符号嵌入导频符号是足够的。与此相对，在64QAM中，必须 将在调制信号中嵌入导频符号的间隔设定成每隔3个符号。所以，在自适应调制方式中，若 构成为能够进行能够满足全部的多值调制方式的相位校正，则特别是在多值度较低的多值 调制方式中传输效率降低。另外，对于使用了导频符号的相位校正，由于在得到导频符号之前无法进行相位 校正，所以进行相位校正的间隔比较长。因此，在高多值度的多值调制方式的情况下，在解 调处理过程中也有可能超过允许误差角Θ1。所以，发射机20以使接收机10能够选择性地进行使用了导频符号的相位校正和 使用了导频子载波的相位校正的方式来生成调制信号。例如，调制信号(分组)，如图5所示那样由短前同步码SP、长前同步码LP和数据 部D构成。为了建立符号定时同步，每隔基本周期Tl ( = 0. 8 μ sec)将发射机20和接收机10 都已知的同步图案(特定图案)x重复10次(XI X10)来构成短前同步码SP。也就是说， 由基本周期Tl的重复信号构成短前同步码SP。为了信道估计，每隔基本周期T2 ( = 3. 2 μ sec)将发射机20和接收机10都已知 的同步图案Y重复2次(Y1、Y2)来构成长前同步码LP。数据部D是用于传输保存数据位和调制方式的信息等的数据的区域。在调制信号中，按照短前同步码SP、长前同步码LP、数据部D的顺序配置短前同步 码SP、长前同步码LP以及数据部D。另外，在长前同步码LP以及数据部D的各区域的前头附加了将各区域的后半的一 部分复制而得到的保护间隔GI1、GI2。通过保护间隔Gil、GI2能够减少多径的影响。接收机10如图1所示那样具备自动频率校正电路(AFC) 11、保护间隔除去电路 12、高速傅里叶变换电路(FFT) 13、相位校正电路(相位校正部)14、判定电路(判定部)15、 多值调制方式判别电路(多值调制方式判别部)16和相位校正方式选择电路(相位校正方 式选择部)17。在图中省略了模拟部中的信号放大、频率变换(down-conversion下变频)、 干扰波除去滤波器、模拟/数字变换(AD变换)等的模拟信号处理电路。自动频率校正电路11在对基带信号进行了模拟/数字变换(AD变换)以后，使用 短前同步码SP以及长前同步码LP校正每个OFDM信号的相位旋转。自动频率校正电路11最初使用短前同步码SP检测发射机20的基准频率和接收 机10的基准频率之间的比较大的频率误差。例如通过用延迟了基本周期Tl的调制信号的 共轭复数与基本周期Tl后的调制信号相乘来进行频率误差的检测。接着，自动频率校正电路11使用长前同步码LP检测频率误差。按照与使用了短 前同步码SP的频率误差的检测同样的顺序进行使用了长前同步码LP的频率误差的检测。 如果使用长前同步码LP，则能够检测出1/{2 · T2} ( = fs/{2 · 64})这种比较小的频率误 差。自动频率校正电路11将使用短前同步码SP以及长前同步码LP检测出的频率误 差的反相位与接收到的调制信号相乘。由此，自动频率校正电路11进行相位校正(频率校正)。保护间隔除去电路12除去由发射机20在调制信号中附加的保护间隔GI1和GI2。高速傅里叶变换电路13用基于基准频率的采样频率对OFDM信号进行离散傅里叶 变换。由此，高速傅里叶变换电路13进行用于分波成多个子载波信号的多载波解调。由此 提取各子载波的复数符号的分量。相位校正电路14校正基于频率误差的一次调制符号的相位旋转。相位校正电路 14具备推定部141、同等化部142和相位误差除去部143。推定部141使用导频符号推定每个子载波的传输通路30的频率区域的脉冲响应。 脉冲响应表示每个子载波的传输特性。关于接着前同步码的调制信号，推定部141，将前同 步码的已知数据(短前同步码SP的同步图案X或者长前同步码LP同步图案Y)视为导频 符号，来推定该已知数据的相位旋转以及振幅误差(每个子载波的脉冲响应)。关于后面的 调制信号，每规定时间具有导频符号，根据该已知数据推定相位旋转以及振幅误差。对于推 定出的相位旋转以及振幅误差，可以设为在使用下一个导频符号进行校正之前有效，也可 以用于将对下一个导频符号的校正量和当前导频符号的校正量进行适当的加权处理而得 到的值设为基于下一个导频符号的校正值。另外，对于导频符号，也可以将全部的子载波的 复数振幅作为已知数据，但是也可以只在频率选择性较大的频率区域的子载波中嵌入已知 数据。在这种情况下，根据嵌入了已知数据的子载波的传输特性导出没有嵌入已知数据的 子载波的传输特性即可。同等化部142将推定部141中推定出的每个子载波的脉冲响应的逆特性与接着前 同步码的各子载波的复数符号相乘。由此，同等化部142按每个子载波校正频域的失真，并 校正基于频率误差的相位旋转。另外，对振幅变动较大的传输通路，不仅校正相位旋转也校 正振幅误差。这样，推定部141以及同等化部142进行使用导频符号校正符号的相位的第1相 位校正方式。使用了导频符号的相位校正，由于按每个子载波进行相位校正，所以即使在频 率选择性较强的传输环境中也有很好的相位校正效果。另外，在本实施方式中，如图4所示那样，全部52个子载波中的4个是与数据传输 无关的导频子载波PSCl PSC4，剩下的48个是用于数据传输的子载波SCO SC47。导频 子载波PSCl PSC4上的符号是已知数据(已知符号)。相位误差除去部143使用4个导频子载波PSCl PSC4进行每个OFDM符号的相 位校正。相位误差除去部143根据导频子载波PSCl PSC4的已知符号检测出各导频子载 波中的频率误差。相位误差除去部143使用检测出的频率误差计算对相同的OFDM符号进 行离散傅里叶变换得到的各复数符号的相位误差。并且，相位误差除去部143将计算出的 相位误差的反相位与各复数符号相乘。由此，相位误差除去部143校正基于频率误差的符 号的相位旋转。这样，相位误差除去部143进行用于使用导频子载波校正符号的相位的第2相位 校正方式。调制方式判别电路16根据从发射机20接收到的调制信号判别用于调制信号的多 值调制方式。在本实施方式中，根据从发射机20接收到的调制信号的数据部D中所包含的 调制方式的信息，判别每个OFDM符号的(对相同的OFDM符号进行离散傅里叶变换后得到
10的各复数符号的)多值调制方式是16QAM还是64QAM。校正方式选择电路17根据调制方式判别电路16中判别出的多值调制方式的多值 度，从预先准备的多个相位校正方式中选择用于校正调制信号的符号的相位的相位校正方 式。在本实施方式中，校正方式选择电路17在调制方式判别电路16的判别结果是16QAM 的情况下选择第1相位校正方式，在判别结果是64QAM的情况下选择第2相位校正方式。相位校正电路14使用校正方式选择电路17中所选择的上述相位校正方式对符号 的相位进行校正。判定电路15根据多值调制方式判别电路16中判别出的多值调制方式，基于由相 位校正电路14校正了相位的符号判定数据的位串。更详细的来讲，判定电路15根据多值 调制方式判别电路16中判别出的多值调制方式，通过解映射将相位由校正电路14校正了 相位的各复数符号变换成软判定值。由此，判定电路15将从发射机20接收到的数据的位 串向接收机10内或者接收机10外的未图示的数据处理电路输出。每个OFDM符号的相位误差角θ 2如上述那样是2. 88°。表2，在QPSK、16QAM禾口 64QAM的各多值调制方式中表示θ 1/θ 2的值。另外，表2表示了为了在解调处理过程中不 超过允许误差角θ 1而将导频符号嵌入调制信号的最小符号间隔Μ( θ 1/ θ 2以下的最大的 正整数)。表2还表示了以最小符号间隔M将导频符号嵌入调制信号的情况下的传输效率 Pl = M/ (Μ+1) ο[表 2]
权利要求
一种接收机，其特征在于，与发射机一起用于自适应调制通信系统，且该发射机发送使用从多个多值调制方式中根据规定的基准所选择的多值调制方式而生成的调制信号，上述调制信号具有表示要向上述接收机发送的数据的符号串；由上述发射机中所选择的多值调制方式决定了上述符号与位串的对应关系；上述接收机具备多值调制方式判别部、相位校正方式选择部、相位校正部和判定部；上述多值调制方式判别部构成为，根据从上述发射机接收的上述调制信号判别用于上述调制信号的上述多值调制方式；上述相位校正方式选择部构成为，根据上述多值调制方式判别部判别出的上述多值调制方式的多值度，从预先准备的多个相位校正方式中选择用于上述调制信号的符号的相位校正的相位校正方式；上述相位校正部构成为，使用上述相位校正方式选择部所选择的上述相位校正方式校正上述符号的相位；上述判定部构成为，根据上述调制方式判别部判别出的上述多值调制方式，判定与在上述相位校正部中相位被校正了的上述符号相对应的位串。
2.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于， 上述发射机具有一次调制方式和二次调制方式；上述一次调制方式是从多值度不同的多个多值调制方式中根据规定的基准选择的多 值调制方式，生成表示上述符号的一次调制符号；上述二次调制方式是多载波调制方式，根据上述一次调制符号将构成了复数振幅的多 个子载波叠加生成二次调制符号，构成由多个上述二次调制符号构成的上述调制信号； 上述调制信号每隔规定时间具有导频符号； 上述导频符号对于上述接收机来说是已知的二次调制符号； 上述已知的二次调制符号由具有已知的复数振幅的子载波构成； 上述二次调制符号包含导频子载波； 上述导频子载波对于上述接收机来说是已知的子载波； 上述已知的子载波具有已知的复数振幅；上述相位校正方式选择部构成为，如果上述多值调制方式判别部判别出的上述多值调 制方式的上述多值度小于规定值，则选择使用上述导频符号校正上述符号的相位的第1相 位校正方式，如果上述多值度在规定值以上则选择使用上述导频子载波校正上述符号的相 位的第2相位校正方式。
3.根据权利要求2所述的接收机，其特征在于，上述相位校正方式选择部构成为，如果上述多值调制方式判别部判别出的上述多值调 制方式的上述多值度小于规定值，则只选择上述第1相位校正方式，如果上述多值度在规 定值以上则选择上述第1相位校正方式和上述第2相位校正方式两者。
4.根据权利要求3所述的接收机，其特征在于，上述相位校正部构成为，当在上述相位校正方式选择部中选择了上述第1相位校正方 式和上述第2相位校正方式两者的情况下，按照上述第2相位校正方式对上述符号的相位 进行校正之后再按照上述第1相位校正方式对上述符号的相位进行校正。
5.根据权利要求2所述的接收机，其特征在于，根据上述相位校正部使用上述相位校正方式选择部所选择的上述相位校正方式对上 述符号的相位进行校正的情况下的传输效率来设定上述规定值。
全文摘要
接收机(10)具备多值调制方式判别电路(16)、相位校正方式选择电路(17)、相位校正电路(14)和判定电路(15)。多值调制方式判别电路(16)根据从发射机接收的调制信号判别用于调制信号的多值调制方式。相位校正方式选择电路(17)根据多值调制方式判别电路(16)中判别出的多值调制方式的多值度从预先准备的多个相位校正方式中选择用于调制信号的符号的相位校正的相位校正方式。相位校正电路(14)使用相位校正方式选择电路(17)所选择的相位校正方式校正符号的相位。判定电路(15)根据多值调制方式判别电路(16)判别出的多值调制方式判定在相位校正电路(14)中进行了相位校正的符号的位串。
文档编号H04L27/18GK101981842SQ200980110750
公开日2011年2月23日 申请日期2009年3月26日 优先权日2008年3月26日
发明者冈田幸夫, 前田充, 田边充 申请人:松下电工株式会社