专利名称：监控电容性信号源的电路和方法
技术领域：
本发明涉及对电容性信号源的监控，具体涉及一种可变电容器，例如，电容性传感器。具体但不排他地，本发明涉及电容性MEMS传感器设备，例如，MEMS麦克风。
背景技术：
微机电系统(MEMS)正在成为消费产品中的标准组件。例如，集成MEMS谐振器用在精确的频率基准中，滤波器和MEMS加速度计广泛用作游戏控制台以及汽车和蜂窝电话导航系统中的运动检测器。MEMS麦克风正在取代蜂窝电话中的传统驻极体电容式麦克风 (ECM,electret condenser microphone)0本发明的主要目的是解决对于要测量其电容的电容器(如，电容性传感器，例如 MEMS麦克风)与该电容器的信号处理器ASIC之间的互连而言特定的问题如何向电容器与该电容器的信号处理器之间的接口提供精确且稳定的DC电压。本发明适用于包括上述 MEMS设备在内的所有类别的电容性和电容性耦合信号源。MEMS麦克风是包括刚性背面极板和柔性膜(membrane)的电容器。额定电容是 Cn。m。声(气)压变化Δρ将极板之间的距离改变△(!，这会引起电容变化AC。在电容器上电荷恒定的情况下，气压变化Δρ在电容器端子上产生成比例的电压变化Δ V。图1示出了 MEMS麦克风与信号处理器芯片之间的互连。左侧的矩形10是MEMS 芯片。两条接合线将传感器与右侧矩形中的信号处理器芯片12相连。处理器芯片包括偏置结构和模数转换器，所述模数转换器是1比特差分西格玛德尔塔转换器的形式。信号处理器执行至少三个基本功能DC偏置、信号放大和模数转换。假定将信号预放大器与ADC集成在一起。DC偏置电路包括电压源Vbias、电阻器Rbias和电容器Cbias。RC低通滤波器的_3dB 拐角频率(corner frequency) fc = 1/(2 Ji -Rbias-Cbias)被选择为在20Hz的最低音频频率以下。对于音频频率，这导致了麦克风电容器上的恒定电荷。Cbias的电容至少比Cn。m大一个数量级。因此，电容Cbias为麦克风的信号电压提供了虚拟接地。将信号电压提供给预放大器，或直接提供给模数转换器(ADC)。反向输入连接至DC共模电压V。m_。将麦克风信号提供给非反向输入。问题在于，由于传感器是电容器，所以没有限定非反向输入⑴处的DC电压。更具体地，输入级需要两个输入处的相等的DC电压。实现上述的最简单方式是，如图2所示， 在反向输入与非反向输入之间连接电阻器20(值RcJ。传感器的电容Cn。m与电阻器R。m的组合形成了麦克风音频信号的RC低通滤波器。-3dB拐角频率f。= Λ2π ·! ·(■)必须在20Hz以下，以防止低频信号损耗。Cn。m的实际值是3pF。这导致了 Rem的最小值3GQ。 换言之，DC偏置源必须是极高欧姆的。在这种设计中，电阻器限定了非反向输入处的DC电压。在CMOS技术中，不可能实现在GQ范围内的电阻器。实际上，电阻器值限于 10ΜΩ。长沟道MOS晶体管的Rds具有与之相当的上限。可以实现GQ范围内的差分(小信号)电阻的唯一组件是双极二极管。差分电阻I^diff与正向二极管电流Id之间的关系是 Rdiff = kT/q.Id，其中，kT/q = 25mV。36Ω的最小电阻意味着8pA的最大正向电流，8pA的最大正向电流是非常小的。实际上，泄漏的两个主要来源破坏了图2的理想情况。第一，麦克风暴露于说话的人的潮湿呼吸下。传感器附近的空气变成了具有IOGQ或更高的估计电阻的导体。在Vbias =IOV的情况下，这会产生高达IpA的泄漏电流Ileakl。第二，有泄漏电流通过静电放电保护电路。图3示出了使用两个反并联二极管30来提供与基准电压串联的极高高的电阻。如图3所示，分路电阻器民用于表示跨接在麦克风上的泄漏电流路径。这提高了非反向输入处的DC电压。必须防止非反向输入遭受到静电放电(ESD)。图3所示的接地栅极NMOS保护32使泄漏电流Ileak2流向地。这降低了非反向输入处的DC电压。ESD泄漏电流可以限于1... ΙΟρΑ。 ESD泄漏电流的实际值与温度紧密相关。总之，上拉电流与下拉电流是不相关的，也是不可控的。因此，必须应用两个反并联的二极管。这两个二极管之一必须提供高达IOpA的净电流。根据二极管面积和温度，正向二极管两端的电压Vtorad可以高达500mV。在120dB SPL的最大音频输入电平下，传感器的信号电压的实际值是lOOmV.。DC偏移超过峰值信号电压的3. 5倍，因此必须按比例地增大动态范围，对电流消耗和管芯面积造成了不可接受的影响。因此，可以看出，麦克风和ESD保护电路32中的泄漏电流在反并联的二极管上产生电压，从而在ADC输入之间引起较大偏移。仍然需要能够在ADC端子处保持相等的DC电压并且实际上可以优选地以CMOS技术来实现的电路。
发明内容
根据本发明，提供了一种用于监控电容性信号源的电路，包括电容性信号源；差分模数转换器，具有第一输入端子和第二输入端子；电压源，用于向差分模数转换器的第一输入端子提供DC电压，其中所述电容性信号源连接至差分模数转换器的第二端子；反馈路径，用于对差分模数转换器的输出进行低通滤波以得到DC偏移值，以及用于将DC偏移值耦合至差分模数转换器的第二端子。这种布置用从反馈回路得到的共模电压来代替施加到ADC输入之一的固定电压。在感兴趣的特定区域中，特别是在以上论述的MEMS麦克风中，电容性信号源包括可变电容器，电路检测可变电容器的电容的变化。如上所述，本发明可以更一般地应用于对电容性信号源(包括电容性耦合信号源)进行监控的电路。差分模数转换器可以包括西格玛德尔塔转换器，例如1比特西格玛德尔塔转换
ο优选地，反馈路径包括数字低通滤波器和数模转换器。数字低通滤波器能够去除要使电容发生变化的频率分量(例如，要由可变电容器感测的频率)。数模转换器可以包括电荷泵电路，用于对电容器充电或放电。这提供了一种低噪CN 102378099 A
说明书
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声的、省电的转换器。并联背对背二极管对可以将DC偏移值耦合至差分模数转换器的第二端子。然而，差分模数转换器无需二极管结构。因此，数模转换器可以包括第一电荷泵电路，用于对第一电容器充电或放电，其中第一电容器上的电压控制第一电流源的开关；第二电荷泵电路，用于对第二电容器充电或放电，其中，第二电容器上的电压控制第二电流源的开关；其中，第一电流源和第二电流源以互补的方式工作，并且都直接连接至差分模数转换器的第二端子。第一电流源和第二电流源可以分别都包括连接在相应的电源线与差分模数转换器的第二端子之间的晶体管。可变电容器可以是电容性传感器，例如，诸如MEMS麦克风或MEMS加速度计之类的电容性MEMS传感器。本发明还提供了一种监控电容性信号源的方法，包括向差分模数转换器的第一输入端子提供DC电压，其中，电容性信号源连接至差分模数转换器的第二端子；对差分模数转换器的输出进行低通滤波以得到DC偏移值，并将DC偏移值耦合至差分模数转换器的第二端子。
现在将参考附图来详细描述本发明的示例，附图中图1示出了现有的MEMS麦克风和相关电路；图2示出了对图1的电路的第一现有修改；图3示出了申请人提出的对图1的电路的第二可能修改；图4示出了根据本发明的MEMS麦克风和相关电路；图5用于说明图4的电路的数字控制功能；
图6示意性地示出了在图4的电路中使用的数模转换器的第一可能设计；图7更详细地示出了图6的电路；图8示出了图7的电路的操作的波形；以及图9示意性地示出了图4的电路中使用的数模转换器的第二可能设计。
具体实施例方式本发明提供了一种用于监控电容性信号源的电路，其中，电压源向模数转换器的第一输入端子提供DC电压。反馈路径对差分模数转换器的输出进行低通滤波以得到DC偏移值，并将DC偏移值耦合至差分模数转换器的第二端子。这种结构利用从反馈回路得到的共模电压来代替施加到ADC输入之一的固定电压。在下文中描述的具体示例实施例中，电路检测可变电容器的电容的变化，所述可变电容器包括MEMS麦克风(但是更一般地可以类似地应用于电容性传感器)以及包括电容性耦合信号源在内的其他电容性信号源。本发明基于以下认识通过用图4的受控制的共模电压Vcmfb代替图3中的固定电
5压V。m，可以解决偏移问题，其中图4示出了根据本发明的MEMS麦克风和相关电路。电路包括麦克风40 (或更一般地，可变电容)和差分模数转换器42。电压源44向差分模数转换器42的第一反向输入端子提供DC电压Vem，麦克风连接至差分模数转换器42的另一非反向端子。反馈路径46用于对差分模数转换器42的输出进行低通滤波以得到DC偏移值，以及用于将DC偏移值耦合至差分模数转换器42的非反相端子。反馈路径包括滤波器48和数模转换器DAC49。当然，固定电压Vem可以与跟麦克风相连的ADC输入相关联，可变反馈电压可以与其他ADC输入相关联。此外，传感器可以是反向输入，只要后续的信号处理考虑这一点。本文中，来自麦克风40的音频信号源连接至模数转换器42的非反向输入，因为通常要避免音频通道中的反向。图4还示出了并联背对背二极管对50，所述并联背对背二极管对50用于将反馈回路中确定的DC偏移值耦合至非反向输入端子。以下将说明这些二极管是可选的，即，DAC 49的一些设计可以不需要这些组件。控制电路通过观测ADC输出信号来测量反向输入与非反向输入之间的偏移，并相应地调节共模反馈电压。为了避免由于音频信号反馈而引起的附加噪声，需要区分DC偏移电压与叠加的音频信号。这需要拐角频率在0到20Hz之间的滤波器。在不使用外部组件的情况下，可能难以在模拟域以足够的精度来实现这种滤波器，这是因为，电容器值限于PF范围内，从而电阻器必须在GQ范围内。如果RC时间常数变得过短，则控制回路会对低频音频信号造成干扰。如果RC时间常数变得过长，则响应会变得过慢。因此，ADC被用作反馈回路组件。将ADC输出处的比特流信号施加到数字低通滤波器48。数模转换器(DAC)49将数字滤波后的控制信号转换成模拟控制电压V。mfb。在图中，CMFB用作共模电压反馈回路(Common-Mode Voltage Feedback loop)的缩写。以上提到了不期望的偏移的两个主要来源麦克风中的泄漏电流和ESD保护中的泄漏电流。这两种泄漏电流都是准静态的，即，这两种泄漏电流比最低频率音频信号OOHz) 低得多。反向ADC输入与非反向ADC输入之间的失配引起了第三偏移分量。这是由分量扩展而引起的静态偏移。如果ADC是德尔塔西格玛调制器，则考虑产生第四偏移组件。对于(几乎)零输入信号，这种类型的转换器内部的反馈回路产生空闲因(idle tone)，该空闲音的频率可以在音频频带内。通过添加DC偏移，可以将这些音移至音频频带之外。这种技术称作(DC-) 抖动。控制回路必须消除第一、第二和第三偏移分量，同时不干扰第四分量。为了处理准静态泄漏，在数字滤波器中需要积分器。DAC电容器起到第二积分器的作用，从而回路包含两个极性。数字滤波器中的比例路径(proportional path)必须提供零，以确保回路稳定性。DAC 49将数字控制信号转换成模拟控制电压。由于DC输出处的噪声被直接添加至麦克风信号，所以DAC输出处的噪声的动态范围必须至少与信号路径的一样高。这种需
6求导致了以下描述的优选实现方式。如图4所示，共模反馈回路包括三个构造块ADC、数字滤波器部件和DAC(可以被看作是包括反并联二极管对50)。然后将更详细地描述这些构造块。ADCMEMS麦克风ASIC中的ADC是1比特西格玛德尔塔转换器。输出信号是脉冲密度调制(PDM)比特流。“1”和“0”的个数之比是针对DC分量的度量。数字控制部件CMFB数字部件从比特流中提取DC分量。除了比特流输入之外，还添加故意抖动偏移。在以下一个示例中，至DAC的输出信号是“up”控制脉冲和“down”控制脉冲。图5所示的功能框图对比特流执行以下操作(1)-(2)将单比特流扩展为多比特流，乘以缩放因子2n ；(2)-(3a)添加故意抖动偏移；(3a)-(3b)积分器和比例路径并联。比例路径提供零，以保持CMFB回路的稳定性；(3b)-(4)一阶德尔塔西格玛调制器；(4) - (5)将多比特信号转换成“up”脉冲和“down”脉冲的两个单比特流。CMFB数字部件还可以与多比特德尔塔西格玛AD转换器以及其他类型的转换器协作。这需要有限的修改。DAC直接向ADC输入级提供共模反馈电压。因此，将DAC输出处的噪声添加到了麦克风信号中。以下数字适用于系统-最大麦克风输出信号是IOOmVniis；-所需的动态范围是90dB；-最大电流消耗是400μ A。这对应于在20kHz的音频带宽上3. 1 μ A的相等输入噪声电平。具有相等输出噪声的模拟输出缓冲器消耗大约100 μ Α。这并不满足400 μ A的总预算。如图6中示意性示出的，可以利用电荷泵和电容器来实现更省电的低噪DAC。图6示出了用于对电容器62充电的电流源60和用于对电容器放电的电流源64。 开关对电荷流动加以控制。数模转换器在电容器上整合(integrate)电荷包。数字控制信号“up”和“down” 激活电荷泵。模拟输出信号是电容器两端的电压。“up”脉冲激活上部电流源60，从而在电容器上产生正电压阶跃(voltage step)。 “down”脉冲产生相反符号的电压阶跃。电容器两端的电压阶跃必须小于相等的输入噪声。图7示出了电路图。将电流源60、62实现为电流反射镜电路，通过脉冲整形器66、 68来提供控制信号。图8示出了相应的信号。“up”(和“down”)脉冲长度等于系统时钟周期。该长度过长以至于不能实现所需的电压阶跃大小(voltage step size) 0模拟脉冲整形器将脉冲 “up”和“down”缩短为“upS”和“downS”。缩短后的脉冲控制开关，以激励电流Iup(Idmm)向电容器流动。这产生了电压阶跃 AVemfb = Iup · tupS/C( Δ Vcfflfb = Idown · tdownS/C)。
输出电压(底部曲线Vemfb)是耦合至ADC输入的共模电压。为了使阶跃AV。mfb保持在噪声以下，阶跃Δ Vcmfb必须小于3. 1 μ V。电容器、电流和脉冲时间(pulse time)也有实际限制。电容由电容器面积来限制。在典型的CMOS工艺中，50pF电容器需要75Χ75μπι2的可接受的面积。实际最小脉冲时间是Ins。尽管模拟脉冲发生器可以产生更短的脉冲，然而由于寄生效应，所切换的电荷包的精度急速下降。电流具有50nA的实际下限。对于更小的值，电流反射镜中与Iup(Idmm)之间的失配变得过大。这种组合产生了阶跃大小AVemfb = 50nA · lns/50pF = 1 μ V，这满足噪声需求。图6和7的电荷泵DAC具有低阻抗输出。通过在DAC输出与ADC输入之间放置背对背二极管50，在ADC输入节点处获得所需的非常高的阻抗。在备选方案中，可以在没有任何串联二极管的情况下实现高阻抗。图9示出了原理。数模转换器49包括第一电荷泵电路90，用于对第一电容器充电或放电，其中，第一电容器上的电压控制第一电流源晶体管92的开关，以向非反向ADC输入提供电流；以及第二电荷泵电路94，用于对第二电容器充电或放电，其中，第二电容器上的电压控制第二电流源晶体管96的开关，以从非反向ADC输入汲取电流。第一电流源和第二电流源以互补的方式工作，并且都直接连接至差分模数转换器 42的非反向端子。这样，由受控电流源组成的互补对直接连接至ADC输入。这些受控电流源中，同一时刻仅一个受控电流源在用。每个受控电流源由该受控电流源自己的电荷泵来控制。二极管的主要缺点与电磁干扰(EMI)有关。在蜂窝电话中，MEMS麦克风与ASIC之间的接合线可以拾取RF发射机信号，二极管将信号解调到音频频带，在音频频带该信号表现为噪声。因此，希望避免二极管连接至信号路径。两个电流源中的每一个电流源由该电流源自己的电荷泵DAC来控制。这种“双电荷泵DAC”与图7的单电荷泵DAC相比在复杂度方面有缺点。需要两对up/down控制信号。 这些控制信号必须精确地协作，从而在互补的电流源中，在同一时刻仅一个电流源在用。交叉电流(cross-current)可以降低ADC输入处的阻抗水平，从而引起对麦克风信号的高通滤波。然而，附加的复杂度使得可以从电路中去除二极管。对于MEMS麦克风来说，具体对CMFB控制回路感兴趣。电路可以提供小于3μ A的电流消耗，整个电路适于安装在0. 04mm2的芯片区域内。应用不限于MEMS麦克风。CMFB可以应用于其他电容性MEMS传感器，例如，加速度计。更一般地，CMFB可以应用于所有电容性和电容性耦合信号源。本发明的电路提供了精确且稳定的共模电压，所述共模电压对泄漏电流不敏感。 这使得可以实现MEMS麦克风与预放大器或ADC之间的最佳匹配。通过阅读附图、说明书和所附的权利要求，本领域技术人员在实现要求保护的本发明时，可以理解可实现所公开的实施例的其他变体。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件和步骤，不定冠词“一”或“一种”不排除多个。在互不相同的从属权利要求中产生特定的措施并不表示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的附图标记不应理解为限制本发明的范围。
权利要求
1.一种用于监控电容性信号源的电路，包括电容性信号源GO)；差分模数转换器(42)，具有第一输入端子和第二输入端子；电压源(44)，用于向差分模数转换器的第一输入端子提供DC电压(Vcm)，其中所述电容性信号源GO)连接至差分模数转换器0 的第二端子；反馈路径(46)，用于对差分模数转换器02)的输出进行低通滤波以得到DC偏移值 (Vcmfb)，以及用于将DC偏移值耦合至差分模数转换器0 的第二端子。
2.根据权利要求1所述的电路，其中，差分模数转换器0 包括西格玛德尔塔转换器。
3.根据前述任一项权利要求所述的电路，其中，差分模数转换器0 包括1比特西格玛德尔塔转换器。
4.根据前述任一项权利要求所述的电路，其中，反馈路径G6)包括数字低通滤波器 (48)和数模转换器(49)。
5.根据权利要求4所述的电路，其中，数字低通滤波器08)包括加法器，用于添加DC 抖动以去除空闲音。
6.根据权利要求4或5所述的电路，其中，数模转换器09)包括电荷泵电路(60，64)， 用于对电容器(62)充电或放电。
7.根据前述任一项权利要求所述的电路，其中，DC偏移值(Vcmfb)通过并联背对背二极管对(50)耦合至差分模数转换器0 的第二端子。
8.根据权利要求1至4所述的电路，其中，数模转换器G9)包括第一电荷泵电路(90)，用于对第一电容器充电或放电，其中第一电容器上的电压控制第一电流源(92)的开关；第二电荷泵电路(94)，用于对第二电容器充电或放电，其中，第二电容器上的电压控制第二电流源(96)的开关；其中，第一电流源(9 和第二电流源(96)以互补的方式工作，并且都直接连接至差分模数转换器0 的第二端子。
9.根据权利要求8所述的电路，其中，第一电流源(9 和第二电流源(96)分别都包括连接在相应的电源线与差分模数转换器0 的第二端子之间的晶体管。
10.根据前述任一项权利要求所述的电路，其中，电容性信号源包括可变电容器，所述电路检测可变电容器的电容变化。
11.根据权利要求10所述的电路，其中，可变电容器GO)包括电容性传感器。
12.根据权利要求11所述的电路，其中，可变电容器GO)包括电容性MEMS传感器。
13.根据权利要求10所述的电路，其中，可变电容器00)包括MEMS麦克风。
14.一种监控电容性信号源的方法，包括向差分模数转换器0 的第一输入端子提供DC电压(Vcm)，其中，电容性信号源00) 连接至差分模数转换器0 的第二端子；对差分模数转换器0 的输出进行低通滤波以得到DC偏移值(Vcmfb)，并将DC偏移值耦合至差分模数转换器0 的第二端子。
15.根据权利要求14所述的方法，包括检测来自MEMS麦克风00)的信号。
全文摘要
本发明提供了一种用于监控电容性信号源具体对可变电容器的电容变化加以检测的电路，该电路包括电容性信号源(40)和差分模数转换器(42)。电压源(44)向差分模数转换器的第一输入端子提供DC电压(Vcm)，电容性信号源(40)连接至差分模数转换器(42)的另一端子。反馈路径(46)对差分模数转换器(42)的输出进行低通滤波以得到DC偏移值(Vcmfb)，并且用于将DC偏移值耦合至差分模数转换器(42)的另一端子。
文档编号H04R29/00GK102378099SQ201110234449
公开日2012年3月14日 申请日期2011年8月16日 优先权日2010年8月17日
发明者哈恩·斯胡尔曼斯, 耶罗恩·范登博门, 马尔腾·W·H·M·范多麦伦 申请人:Nxp股份有限公司