专利名称：用于调节采样相位的方法和装置的制作方法
用于调节采样相位的方法和装置技术领域
本发明一般地涉及信号再生时采样相位调节的领域。
在下文中出于说明目的尤其是参照用于通过自适应的相位跟随系统来降低串行通信系统中的位误差率的方法和装置——尤其是参照DigRF接口——来说明本发明。
但是本发明不限于这种实施方式，而是可以结合通过过采样对任意信号进行再生时的采样相位调节来应用。但是主要的应用领域是用于串行通信信号的接收器的数据和时钟恢复的采样相位调节。
背景技术：
在经由串行通信信道接收数据时，在真实的接收条件下实际上总是或多或少地出现位误差。也就是说，数据的原来的值可能不能由接收器无误差地恢复。
当接收器用所恢复的、相应于发送时钟速率的时钟速率对数据进行采样时，也就是说在接收器时钟同步到经由信道发送的数据的时钟速率上的时刻，得出的位误差率通常最小。随着在发送器时钟速率与接收器时钟速率之间没有重新同步情况下的传输长度增加，平均的位误差率增加。
在现有的DigRF接口的情况下，实现低的位误差率迄今为止基于对数据信号进行过采样(英语“Oversampling (过采样)”)直至6个采样相位。过采样意味着,数据信号在该数据信号的位周期时长T期间的多个采样时刻被采样。也就是说，在6重过采样的情况下，对数据信号的采样在I个位周期内的6个相继时刻发生。
在相位噪声的影响被忽略的情况下，一个位周期内的采样时刻彼此之间具有均匀分布的时间间距。在使用6个采样相位的情况下，该时间间距相应于T/6或60°的相移，在使用4个采样相位的情况下，相应于T/4或90°的相移。
在MIPfDigRF接口(移动工业处理器接口)的情况下，在层I中借助于数据帧(英语=Frame (帧))来传输的数据，其中所述帧包括总是相同的同步序列、帧报头(英语=Header (报头))(其尤其是确定帧的长度)以及由此得到和跟随的有用数据(英语=Payload (有效载荷))。
在帧开始处的不变的同步序列因此使得能够检查基于什么采样相位可以检测该同步序列的因此在接收器侧已知的数据。从所述采样相位中选出在位周期时长T内尽可能最中间的采样相位。一般，这也相应于在其采样时刻两个差分传输信号(其表示数据)的电压差值最大并且因此差分信号的误译可能性最小的采样相位。在此，DigRF系统特别是使用差分信号传输(英语Low Voltage Differential Signaling (低压差分信号传输))的方案。在这种情况下，逻辑“I”通过施加在两个传输信号上的电压的正电压差值来表示，逻辑 “ O ”相应地通过负电压差值来表示。
在连续的传输帧期间，在层I的层面上不发生另外的、越过参考采样相位的以上选择的纠错。因此有时不能识别变差的数据信号。数据信号的变差在此可以 基于许多效应，如增加的相移、各个采样时刻的较高的相位噪声(也称为Jitter (跳动))或者数据信号的眼图中的减小的开度角。
因此，误差可以在接收器侧仅仅通过较高协议层上的冗余的纠错码(例如 Reed-Solomon码)或者通过同样在较高协议层上重新请求有误差的帧来消除。
此外，在实际中如上面那样确定的参考采样相位依据对数据信号的所提到的不同损害而被证明为不是总是最可能的采样相位。
根据这些以及另外的原因，存在对于本发明的需求。发明内容
提供了用于在信号再生时调节采样相位的装置和方法，这基本上结合附图中的至少一个附图示出和/或描述并且包括在以下的描述和权利要求书中说明。
本发明的另外的任务、特征和优点从以下详细的、参照所附附图的描述中得出，所述附图——又仅仅用于说明本发明——示出实施例。
附上附图，以便使得能够对本发明更深入地理解。这些附图是本发明公开的一部分。附图阐述了本发明的实施例并且与说明书一起用于解释本发明的基础。本发明的另外的实施例以及许多以此为目的的优点由于其较简单的可理解性而参照以下详述的描述变得显而易见。
图1结合在串行数据信号恢复时对采样相位的调节示出了所述数据信号作为简化眼图中的示意性眼，所述眼图在每个位周期4个采样相位的情况下被采样，其中所述4个采样相位具有关于数据信号的恒定相位噪声和恒定相移速率并且所述数据信号具有简化眼图中的眼的保持相同的开度。在此尤其是取用来发送数据的参考频率与接收器频率之间的频率变化(Frequenzdelta)作为相移速率。在被假设为理想的发送器-接收器布局中， 该相移速率为零；图2示出用于在串行数据信号恢复时调节采样相位的电路的实施例，该电路具有用于跟踪在关于相邻采样相位的预定对的相位值之间的差值误差的历史的移位寄存器和用于对相应的差值误差进行加和的计数寄存器的操控电路；图3结合在串行数据信号恢复时对采样相位的调节示出了所述数据信号作为简化眼图中的示意性眼，所述眼图在每个位周期4个采样相位的情况下被采样，其中所述4个采样相位具有关于数据信号的增加的相位噪声而没有相移速率并且所述数据信号具有简化眼图中的眼的保持相同的开度；图4结合在串行数据信号恢复时对采样相位的调节示出了所述数据信号作为简化眼图中的示意性眼，所述眼图在每个位周期4个采样相位的情况下被采 样，其中所述4个采样相位具有关于数据信号的恒定的相位噪声而没有相移速率并且所述数据信号具有简化眼图中的眼的缩小的开度；和图5示出用于在串行数据信号恢复时调节采样相位的方法的实施例，该方法基于对数据信号过采样和比较关于至少两个不同采样相位对的至少两个差值误差率。
具体实施方式
以下详述的描述参照所附的附图，附图构成本发明公开的一部分并且在其中示出特定实施例用于说明，通过这些实施例可以示例性地在实际中实现本发明。不言而喻，可以使用其他实施例和进行结构上的或者其他改变，而不会脱离本发明的保护范围。以下详述的描述因此不应被理解为是以限制方式的。更确切地说，本发明的保护范围仅仅通过所附权利要求来限定。
本发明的实施方式使得能够通过自适应地再控制所述采样相位来降低或避免传输信道上的在接收器侧被有误差地检测到的位。此外，采样相位的这种再控制允许降低由于相位跳动或者相位噪声所引起的传输误差。
跳动、相位跳动或者相位噪声是实际相位与理想相位之间的随时间变化的差值， 也就是谐波振动或周期性信号的实际过零点与理想过零点之间的随时间变化的差值。
此外，实施方式——例如以相应电路的形式——能够确定用来发送数据的参考频率与接收器侧的参考频率之间的频率差异的绝对值。由此可以获得电压控制的振荡器的另一调节参数，接收器时钟信号基于该另一调节参数。
如果通信系统的发送器和接收器例如处于汽车的不同区域中并且在这些区域中充斥着不同的环境条件、尤其是不同的温度，则所述发送器和接收器可以根据实施方式通过相应地设立的电路被重构。
因此这种实施方式也可以用作为用于由于极端的环境条件对系统故障进行预警的传感器。
基于眼信号的经控制的时间上变换的变差和改善，可以相对于正常的数据传输信道建立正交的第二数据信道，该第二数据信道与所发送的O和I并行地通过眼的预先给定的经操纵的质量来传输附加的有用数据信息。在这里可以设想的是，在该数据信道中编码附加的有用数据位，以便因此提高所传输数据的总速率，正如在该附加信道中编码校验位和纠错位那样。
这通过对参考采样相位时的采样值与相邻的、在帧开始时同样是同步的采样相位进行比较来实现，但是也通过与开始时非同步的采样相位进行比较来实现。此外，特定的实施方式使得能够测量相位噪声的绝对值的恒定量。
在这种意义上，实施方式使得能够为电路使用更简单并且因此更成本有利的振荡器、振荡石英以及PLL电路来恢复信号。
如上面已经表明的那样，在用于调节采样相位的迄今为止的实现方式中尝试检测在采样值中所发送的帧开始处的同步序列，所述采样值关于采样相位的每个单个的采样相位被确定。从在其采样值中成功检测到同步相位的采样相位中选择最中间的并且因此可以视作为在位周期中心的采样相位。用于确定未被选择的采样相位时的采样值的电路部件被关断直至帧的结束。
但是在实施方式意义上的电路中，可以进一步确定所有采样相位时的采样值直至帧的结束，也就是说相应的电路部件不一定被关断。在此在特定的实施方式中，只要在相邻采样相位的采样值中检测到同步序列，就对不同采样相位时的相应采样值进行比较。
在多于3个在其采 样值中成功检测到同步序列的采样相位时，一般可以在帧的开始处在所有采样相位时的采样值中检测到一致的数据值。在此在特定的实施方式中，在所有采样相位时执行数字采样值的连续比较，但是在其他实施方式中至少在其采样值中在开始时成功检测到同步序列的采样相位时执行该比较。
如果在其采样值中在开始时成功检测到同步序列的采样相位时的采样值中的所确定信号值之间确定了开始有偏差，则这表明信号相对于采样的时钟信号的相位的变化、 采样相位的跳动的变化或者关于所接收信号的眼图的信号质量的变化。
作为眼图，在数据传输中表示这样的图该图通过在显示区域中相叠地显示数据信号的时间变化曲线的相继片段得出，所述数据信号具有不同数量的位周期以后的信号变换，所述显示区域相应于一个或多个位周期的宽度。
最简单地，概念“眼图”在其宽度同样相应于3个位周期的相同的显示区域中特别地重叠显示“ 1-0-1”和“0-1-0”数据序列的时间变化曲线时变得清楚。
在重叠地显示“ 1-0-1 ”和“0-1-0”数据序列的时间变化曲线时，所述时间变化曲线在信号电平“O”和“I”之间的两个点处相遇。因此，由于在实际中有限的转换时间，在所述点之间并且通过数据序列变化曲线的重叠的上升-下降边沿包围地形成类似于眼的形状。
在实施方式中，对眼形状的有针对性的调制可以用于将另外的信息编码到数据信号中并且由此引入重叠的并行的数据信道，以便提到数据吞吐率。被调制到眼形状中的信息于是可以通过例如6重过采样在接收器侧被恢复。
此外在实施方式中还可以通过预定采样相位时的采样值的差值误差的比较结果确定采样值关于差分信号的眼图的相关变化曲线。
在下面结合图描述变差的信号质量的三种典型的可能性，所述可能性可以利用实施方式被检测到并且直至一定程度还可以被区分开。
在此，图1示出所发送信号的恒定相移速率在与接收器中的过采样相联系的采样相位或采样时刻方面的效果。该相移速率通过相应发送器的时钟速率与用于采样的接收器时钟的时钟速率之间的频移得出。
在图3中与此相反地示出由于接收时钟的增加的相位噪声实际采样相位相对于理想采样相位的位置的增加的不确定性区间的效果。最后，图4示出变差的开度角在所接收信号的眼图方面的效果。
再次参照图1，示出了利用数据信号`的4重过采样的情况，由此得出4个采样相位 0，1，12和3或者换句话说每个位周期4个采样时刻。
在此在这种情况下假设，各个采样时刻具有相对于位周期时长T的10%的相位噪声。采样相位0，1，2和3的相位噪声的值在图1中通过不确定性区间来表示，所述不确定性区间在那里作为相应地宽的打阴影的垂直条被象征性表示。
相位噪声在该情况下被假设为随着时间是恒定的，使得象征性表示采样相位0，1， 2和3的条的宽度在所有3个涉及不同时刻的图1的子图中保持相同。
在这些相叠的子图中，附图标记14表示简化眼图中的示意性眼，以便能够再现采样相位0,1,2和3相对于相应的传输眼的相对位置。
总而言之，在图1中示出的在所接收信号再生时有损害的第一情况的特点在于数据信号关于采样相位的恒定相位噪声和恒定相移速率。此外在该第一情况下假设图1的子图的简化眼图中的示意性眼14的开度角保持相同或者开度保持相同。在此，开度角是眼质量的度量并且尤其是与传输信道的带宽相关联。
数据信号关于采样相位的恒定相移速率意味着，在发送器中为生成所传输数据使用的时钟速率和在接收器中为恢复数据使用的时钟速率不完全一致。
因此相应于采样相位0，1，2和3的采样时刻在图形上利用恒定相移速率滑动通过示意性眼14。这在图1的涉及不同时刻的子图的序列中变得明显。因此，例如采样相位O 从在上面的子图中的示意性眼14的左边缘处的位置移动到两个下面的子图中越来越趋向于相应的示意性眼14的中间。
采样相位0，1，2和3关于图1中示意性眼14的位置的该特性因此示出了在所接收的数据信号再生时有损害的标准情况，即发送时钟速率与接收时钟速率之间的所提到的频移。
根据4个采样相位0，1，2和3中的哪个从图形上来说驶入和哪个驶出正确检测到同步序列的采样相位的窗中，可以识别到，接收器是以比发送器略低还是略高的时钟速率来运行的。此外，从用于改变正确检测到同步序列的采样相位的速度中可以确定差值频率的大小。
在图1中所示的情况下，在开始时——也就是在图1的上面的子图中——存在两个采样相同的采样相位I和2，也就是说采样相位I和2的采样值在帧开始时始终是相同的。具体地关于图1的上面的子图假设，采样相位0，1，2和3关于其相对于示意性眼14的位置分别检测到采样值0，1，I和0，也就是第一采样值序列15。
由于恒定的相移速率，在图1的中间的子图中所有4个采样相位0，1，2和3相对于示意性眼14向右被推移。由此在采样相位0，1，2和3时关于其相对于示意性眼14的改变了的位置分别确定采样值1，1，I和0，这些采样值相应于第二采样值序列16。
在图1的下面的子图中，所有4个采样相位0，1，2和3还相对于示意性眼14进一步被向右推移。因为采样相位3可能由此被推出示意性眼14的右边缘并且因此被推出下一个位变换，现在将示意性眼14的左边缘的下一个采样相位定义为采样相位3。与此相应地，在采样相位0，1，2和3时关于其相对于示意性眼14的改变了的位置分别确定采样值1， 1，0和0，这些采样值相应于第三采样值序列17。
通过在通过图1的上面的子图和中间的子图象征性表示的时刻之间将采样相位3 越来越推向示意性眼14的右边缘，采样相位3提供作为相对于采样相位I和2的采样值越来越有偏差的第一采样值，即越来越多地提供采样值O。
越来越多地如采样相位I和2那样确定采样值I的采样相位O的采样值的偏差相反地下降。换句话说，通过偏差涉及预定的时间段，采样相位O的采样值相对于采样相位I 和2的采样值的偏差率下降。
由此可以导出，相对最早的采样相位O越来越晚地关于最后的位变换对数据信号进行采样，相反首先相对最晚的采样相位3以越来越短的时间间距关于下一位变换对数据信号进行采样。也就是说，与采样相位相联系的采样时钟的通过接收时钟速率预先给定的边沿相对于最后的位变换的通过发送时钟速率预先给定的边沿越来越延迟。由此可以在图1中所示的情况下导出与接收器时钟速率相比较高的发送时钟速率。
在实施方式中，除 了比较开始同步的、也就是识别到同步序列的采样相位的实际确定的位值以外，为了确定差值误差速率分别比较两个相邻的采样相位的采样值。如果这些采样值不一致，则相应的差值误差寄存器加1，所述差值误差寄存器表示采样相位的相应采样值彼此之间的偏差的绝对数。由此可以确定两个采样相位的相应采样值彼此之间的偏差的绝对数。
在图2中所示的实施方式中借助于AND门22和NAND门23对相邻采样相位的采样值进行比较。借助于复用器21从逻辑门22和23的输出值中选择与所比较的采样值的相应逻辑值“ O ”或“ I ”相对应的比较结果。
为了跟踪差值误差的历史，可以在每个采样时钟将如此获得的比较结果经由复用器21推移到作为差值误差寄存器20的移位寄存器中。在存在偏差、也就是相邻的采样相位的相应采样值被确定为不同的情况下，逻辑“ I ”被推移到差值误差寄存器20中，在一致的情况下，逻辑“O”被推移到差值误差寄存器20中。该差值误差寄存器20可以例如是32 位深的。在此可以任意地适当选择差值误差寄存器20的深度，以便确定采样周期的数量， 通过该数量应当构成所比较的采样值的差值误差的滑动平均值。在运行时间期间寄存器深度的动态改变也是可设想的。大的寄存器深度在此的后果是较大的迟滞，因此到达直至确定的触发值持续较长时间，而在较小深度的差值误差寄存器的情况下有时较快地在采样相位之间来回切换。实施方式可以包括所述移位寄存器中的一个或多个。
计数寄存器29确定该差值误差寄存器20中的非一致性的数量。为此，在每次向差值误差寄存器20中推移逻辑“I”时计数寄存器29加I，在每次在结尾移去逻辑“I”时， 计数寄存器29减I。这通过与根据图2的差值误差寄存器20的输入端和输出端连接的AND 门24和NAND门25以及用于选择逻辑门24和25的输出值和操控计数寄存器29的复用器 20进行。
该计数寄存器29在示例情况下因此从O至32地计数，并且要么在差值误差寄存器20中推入逻辑“ I”和同时推出逻辑“O”时加I，在推入逻辑“O”和同时推出逻辑“O”以及在推入逻辑“I”和同时推出逻辑“I”时保持相同，要么在推入逻辑“O”和推出逻辑“I” 时减I。计数寄存器29的溢出因此是不可能的。在该意义上，计数寄存器构成了过去η个计数时钟和在该时间段中出现的误差的滑动窗。
差值误差寄存器20可以因此用于确定两个采样相位的相应采样值之间的差值误差的时间上滑动的平均值。
参照图1中的情况，该差值误差在采样相位I和2的采样值之间开始时是0，在采样相位2和3的采样值之间不等于O并且在采样相位O和I的采样值之间不等于O。随着时间增加，采样相位O和I的采样值之间的平均差值误差下降并且采样相位2和3的采样值之间的平均差值误差增加。
在根据图2的实施方式中，采样相位O和I的采样值之间的差值误差的数量的滑动平均值SumDelta(0，I)以及采样相位2和3的采样值之间的差值误差的数量的滑动平均值SumDelta(2，3)可以再次在其侧相互比较并且构成差值。在根据图1的情况下，SumDelta (2,3)随着时间走向增加,而SumDelta (O, I)下降。
差值SumDelta (2,3)- SumDelta (0，I)因此参照图1中所示的采样值在开始时是正的，由此具有过零点并且最后是负的。
所述过零点可以用于定义触发时刻，以便从测量特定眼的采样相位的组中提取采样相位3并且替代采样相位0，如也由图1的下面的子图表明的那样 。
在图2中所示的实施例中，仅仅通过另外的计数寄存器28对相邻采样相位O和I的采样值之间的差值误差以及通过已经提到的计数寄存器29对相邻采样相位2和3的采样值之间的差值误差进行计数。在其他实施例中，可以构造任意的采样相位对的采样值之间的差值误差并且对该差值误差进行计数。
因此从预定的采样相位对的采样值之间的差值误差的平均数量中，通过参照相应的、在其中确定差值误差的所述数量的时间间隔，还可以导出预定的采样相位对的采样值的差值误差率。
在根据图2的实施例中，关于米样相位对O和I以及关于米样相位对2和3的米样值的差值误差通过比较器26相互比较。在另外的实施方式中，可以一方面相互比较任意的采样相位对的差值误差，另一方面可以也进行或者替代地进行与差值误差阈值(也就是恒定的标准值)的比较，以便由此在所谓的决策矩阵(英语“Decision Matrix (决策矩阵)”) 中导出关于要选择的参考采样相位的决策。该决策矩阵在图2中用附图标记27表示。
作为决策矩阵的决策之一，可以考虑例如将原来的参考采样相位转换成新的参考采样相位，其中该决策通常在时间上更长时间地有效并且优选具有可预定的有效时长。
在3个或更多个采样相位的情况下(在这些采样相位的采样值中可以检测到同步序列，但是这些采样相位提供彼此间有偏差的采样值)，可以在这些采样相位之间的多数决策的意义上来决策哪个采样值应被视为正确的并且因此在相应系统中被进一步处理以用于数据恢复。该决策可以通过这些采样相位的采样值的差值误差率来支持，所述差值误差率允许对所接收信号的质量和所接收信号的误差自由度的概率做出结论。
图3结合在串行数据信号恢复时对采样相位的调节示出了所述数据信号作为简化眼图中的示意性眼300，该眼图同样在每个位周期4个采样 相位30，31，32和33的情况下被采样。在此，4个采样相位具有关于数据信号的增加的相位噪声并且不具有关于数据信号的相移速率，并且数据信号具有简化眼图中的眼的保持相同的开度。
就此而言，图3示出实际采样相位由于接收时钟的相位噪声增加而相对于理想采样相位的位置的增加的不确定性区间的效果。
该增加的跳动又可以通过观察所述差值误差率识别出中间的采样相位确定保持相同的采样值，但是具有在开始时一致的采样值的位于边缘的采样相位相对于中间采样值的采样值具有增加的差值误差数量。
在图3的上面的子图中，相应于采样相位30、31、32和33的各个采样时刻首先具有相对于位周期时长T的10%的相位噪声。采样相位30，31，32和33的相位噪声的值再次地也在图3中通过不确定性区间示出，这些不确定性区间在那里作为相应地宽的打阴影的垂直条被象征性表示。
与此相应地，在采样相位30，31，32和33时关于其相对于在上面的子图中的示意性眼300的稳定位置分别确定采样值0，1，I和0，这些采样值相应于另一采样值序列38。
在图3的下面的子图中，相应于米样相位34, 35, 36和37的各个米样时刻与此相反地具有相对于位周长时长T的20%的相位噪声。打阴影的垂直条在图3的下面的子图中相应地较宽，这些条通过相应较大的不确定性区间象征性表示采样相位34，35，36和37的相位噪声的提闻的值。
与此相应地，数据信号在图3的下面的子图中在采样相位34和37时尽管其在示意性眼300的边缘处的位置还是增加地在采样时刻被采样，所述采样时刻由于相位噪声提高也可以更靠近示意性眼300的中间。因此在采样相位34，35，36和37时分别确定采样值 1/2，1，I和O，这些采样值相应于另一采样值序列39。
也就是说，尤其是当实际采样时刻由于相位噪声提高而在时间上靠近最后一个相位变换时，在示意性眼300的左边缘处的采样相位34增加地以相同频率对值O进行采样， 或当实际采样时刻由于相位噪声提高而在时间上返回更接近位中间时，对值I进行采样。 就此而言，在特定的、检测平均采样值1/2的时段上取平均。
如已经关于图1的那样，还可以参照图3中的采样相位和数据信号的特性将采样相位30/34和31/35的采样值之间、采样相位31/35和32/36的采样值之间、以及采样相位 32/36和33/37的采样值之间的差值误差的数量的滑动平均值分别构造为SumDelta(0，I )， SumDelta (I, 2)以及 SumDelta (2,3)。在根据图 3 的情况下,SumDelta (1,2)保持恒定， 而 SumDelta (2, 3)和 SumDelta (0,1)同时增加。
图4结合在串行数据信号恢复时对采样相位的调节示出了所述数据信号作为简化眼图中的示意性眼44，所述眼图在每个位周期4个采样相位的情况下被采样。在此，所述 4个采样相位40，41，42和43具有关于数据信号的恒定相位噪声而没有相移速率并且所述数据信号具有简化眼图中的眼的缩小的开度。这在图4中通过在图4子图序列中的示意性眼44，45和46的减小的开度角来表明。
就此而言，图4示出了所接收信号的眼图中眼的缩小的开度角对于通过在4个采样相位时进行过采样来再生信号的效果。
参照图4的上面的子图，在采样相位40，41，42和43时关于示意性眼44分别确定了采样值1/2，1，I和O，这些采样值相应于采样值序列47。
通过在图4的中间子图中所接收信号的眼图中的示意性眼45的减小的开度角，在示意性眼45的边缘处的采样相位40和43以较高概率确定了值O。由此在图4的中间子图中在采样相位40，41，42和43时分别确定了采样值0，1，I和0，这些采样值相应于采样值序列48 ο
参照在图4的下面的子图中所接收信号的眼图中的示意性眼46的仍进一步减小的开度角，不仅相应的示意性眼46的边缘处的采样相位40和43以较高概率确定了值O。 更确切地说，由于仍更小地开启的示意性眼46的(未示出的)一定的非对称性，假设采样相位42也越来越频繁地提供采样值0，由此得出取平均的采样值1/2。相应地在图4的下面的子图中在采样相位40，41，42和43时分别确定采样值0，1，1/2和0， 这些采样值相应于采样值序列49。
由此可以看出，在位周期的、但是数据信号的眼图中的眼的开度缩小的位周期的采样相位的恒定相位噪声和恒定相位关系的情况下，具有一致的采样值的采样相位的数目减少。相应地,按照采样值序列47，48和49的顺序，可确定具有一致采样值的位于位周期中心的采样相位的减少。
这指明了发送器与接收器之间的传输信道的降低的带宽，这例如可能由于信号被越来越差地传输通过发送器中的连接路径引起。
参照图4假设在开始时在上面的子图中强调的采样相位41被选作为参考采样相位，因此在图4的子图中采样值序列47，48和49的顺序表明，在此合理的是保持采样相位 41在整个帧上作为参考采样相位。
参照图4中的采样相位和数据信号的特性，还可以将采样相位40和41的采样值之间、采样相位41和42之间的采样值之间、以及采样相位42和43之间的采样值的差值误差的数量的滑动平均值分别构造为SumDelta (0,1), SumDelta (1,2)以及SumDelta (2， 3)。
在根据图4的情况下，SumDelta (1，2)仍然最长时间地保持恒定，因为中心的采样相位41和42仍然最长时间地确定采样值I。与此相反,SumDelta (O, I)和SumDelta (2, 3)首先增加，因为位周期边缘处的采样相位40和43由于在那里闭合程度最强的眼而以较高概率检测到采样值0，而中心的采样相位41和42仍确定采样值I。
但是，在眼开度最小时的最后一个米样值序列49中米样相位42时的米样值1/2 表明，SumDelta (O, I)和SumDelta (2,3)在眼进一步闭合时再次下降。这由此得出，即中心的采样相位41和42也由于进一步闭合的眼而以越来越高的概率确定缩小的采样值并且在极端情况下还仍仅仅确定采样值O。
在对参照图1，3和4的相应采样相位对的采样值之间的差值误差的数量的滑动平均值SumDelta (0，I)，SumDelta (1，2)和SumDelta (2，3)进行比较时变得明显的是，其特征性的时间变化模式允许直至一定程度地区分对所接收的信号进行再生时的损害效应，如采样相位相对于信号的恒定相移速率和增加的相位噪声以及信号眼图中的缩小的眼开度。
因此例如在关于数据信号的采样相位的相移速率是纯的时间恒定的情况下，分别位于所观察的位周期的边缘处的采样相位的采样值具有最大的差值误差。在分别位于最大眼开度的中心的采样值的情况下，不显示出偏差并且因此不显示出差值误差。
没有差值误差的相应采样相位对随时间有条件地通过恒定的相移速率移动。由此可以确定发送器和接收器的时钟速率之间的差值并且必要时按照发送时钟重调产生接收器时钟的电压控制的振荡器。没有差值误差的采样相位可以在这种情况下用作为用于对真实的有用信号进行信号传输的参考采样相位。
在相位噪声纯改变的情况下，位于位周期中心的采样相位(其采样值不具有差值误差)不随时间移动。与此相反地，位于位周期边缘处的采样相位对时的采样值的差值误差增加。直接位于位变换区域中的采样相位由于实际系统的决策迟滞基本上确定了恒定的采样值。因此针对对于其存在损害效应的分析，在这种情况下还可以使用采样值的恒定量。
改变眼的质量的情况最后可以识别出在位于位周期中心的采样相位附近的具有相邻采样相位的低差值误差率的采样相位区域在眼质量改善的情况下要么均匀地在位于趋向位周期边缘的采样相位上延伸要么在眼质量变差的情况下均匀地向位于位周期中心的采样相位收缩。因此也可以通过重复地比较特定的差值误差率来确定眼质量。
当然在实际中所述损害效应的线性重叠是可能的并且这些损害效应也可以如所提到的那样直至一定程度地被解决。
在特定的实施方式中，所接收的数据信号以差分电压信号的形式存在。在这种情况下，应当在确定采样值时将所述决策迟滞一并包括进 来。这是在实际的决策电路的传输函数中在将预先给定的采样值分配给特定的输入差值电压时得出的迟滞。在下面观察所述输入差值电压被分配给数字的I位采样值的实施方式。
在特定实施例中，数字采样值的位值在此仅针对250mV至400mV的输入差值电压的绝对值被明确定义。而在OmV至IOOmV的输入差值电压的绝对值范围中，数字采样值的位值是未定义的。
但是在实施方式中，在数字采样值的位变换时仍可以添加迟滞。就此而言对于数字采样值从I到O的变换，可能需要的是，在可以假设新的数字采样值之前，输入差值电压穿过其过零点附加地至少降落直至_25mV的负的交变阈值电压。也就是说，从_25mV起，所分配的数字采样值可以变换其值，相反小于或等于-1OOmV的输入差值电压被明确地分配给数字采样值O。
在另一实施方式中，过采样可以通过传输眼中的损害效应的分析找到另一已经提到的应用。因此可以例如通过确定6个采样值交替地在假设为稳定的信号的情况下人工的在每个位于信号中的I一 O序列处逐点地放大或缩小所述眼。换句话说，可以按照上面的描述例如以眼开度的大小的形式人工地调制可通过过采样检测到的信号质量。
相应于该调制，或多或少的采样相位的采样值与参考采样相位的采样值一致。这实现了与真实的数据信道并行的数据信道，以便传输附加的数据。这些数据例如可以是纠错位，所述纠错位同样用于将已经在层I上的传输误差的数量降低到最小值并且因此使相应的数据传输系统整体上更有效率。
在实施例中，频率300MHz的差分信号例如被6重过采样，也就是用1800MHz的频率过采样，其中该模拟信号同样以I位的深度被变换成数字采样值，也就是具有采样值O或 I。
实施例涉及一种用于控制通过采样来再生的信号的采样相位的方法，具有如下步骤。在一个步骤中，信号被η重地过采样，其中η > 3，以便在信号的每个周期时长T的η个采样相位AP (i)时获得η个采样值A(i)，其中i = 0，1，…!!-丄。
在另一步骤中，针对i = 0，1，*··η-2中的至少两个不同的i和至少一个m (其中 m彡I,m+i彡η)构成至少两个分别的采样值A (i+m)和A(i)之间的相应的差值误差Delta (i, i+m) = A (i+m) — A(i)。
在仍另一步骤中，针对i = 0，1，*··η-2中的至少两个不同的i和至少一个m(其中 m彡I, m+i < η)对相应的差值误差Delta (i, i+m)进行连续加和。
此外在一个步骤中针对i = 0，1，··· n-2中的至少两个不同的i和至少一个m (其中m彡I,m+i ( η)在预定数量的采样周期Τ’上构成经过加和的差值误差Delta (i, i+m) 的相应的时间上滑动的差值误差平均值SumDelta (i, i+m)。
在所述方法的还有一个步骤中，针对i = 0，1，*··η-2中的至少两个不同的i和至少一个m (其中m彡I,m+i < η)比较经过加和的差值误差Delta (i, i+m)的至少两个时间上滑动的差值误差平均值SumDelta (i, i+m),以便获得至少一个比较结果。
最后使用至少一个比较结果来进行决策在所述η个采样相位AP⑴中的哪个相位时采样值在平均上至少与实际的信号值有偏差，也就是说，所述η个采样相位AP (i)中的哪个相位要被选作为参考采样相位。
在所述方法的第二实施方式中，针对i = 0，1，- n-2中的另外的i和/或另外的 m (其中m彡I,m+i ( η)附加地构成另外的预定——优选全部——采样值对之间的差值误差 Delta (i, i+m)。
在第三实施方式中，针对i = 0，1，*··η-2中的至少两个不同的i和至少一个m(其中m彡I,m+i ( n)，从经过加和的差值误差Delta (i, i+m)的时间 上滑动的差值误差平均值SumDelta ( i, i+m)中导出在第i个或第(i+m)个采样相位时的-也就是关于采样相位对AP⑴，AP (i+m)的——采样值之间的至少两个差值误差率DiffErrRate (i，i+m)。
根据第四实施方式，针对I彡m ;1彡ο ；m+i+o ( η对关于至少两个预定的-优选全部-采样相位对的所导出的差值误差率中的至少两个DiffErrRateQ, i+m)和DiffErrRate (i+o, i+m+o)进行比较,其中由此得出的另一结果同样在决策选择η个采样相位AP (i)中的哪个采样相位作为参考采样相位时使用。
在第五实施方式中，比较至少一个差值误差率DiffErrRate (i, i+m)与至少一个相应的预定差值误差阈值，其中由此得出的另一比较结果同样在决策选择η个采样相位 AP (i)中的哪个采样相位作为参考采样相位时使用。
在所述方法的第六实施方式中，时间上滑动的差值误差平均值SumDelta(i，i+m)、 差值误差率DiffErrRate (i，i+m)和/或差值误差率DiffErrRate (i，i+m)与预定差值误差阈值之间的至少两个比较结果借助于决策矩阵相对于彼此被加权，以便由此导出选择 η个采样相位AP (i)中的哪个采样相位作为参考采样相位的决策。
根据第七实施方式，所述信号是包括同步序列的数字通信信号，其中当可在至少两个相邻采样相位时的采样值中检测到同步序列时，才进行差值误差平均值 SumDelta(i，i+m)彼此之间、差值误差率DiffErrRate (i，i+m)彼此之间和/或差值误差率DiffErrRate (i，i+m)与预定差值误差阈值的比较。
在第八实施方式中，在可在3个或更多个采样相位时的采样值中检测到同步序列的情况下，作为3个或更多个采样相位之间的基于所述3个或更多个采样相位之间的差值误差率的多数决策，对选择η个采样相位AP (i)中的哪个采样相位作为参考采样相位进行决策。
根据第九实施方式，通过作为差值误差寄存器的移位寄存器来对差值误差Delta (i, i+m)进行加和。在此在每个米样周期T’在所比较的采样值的绝对值大于或等于预定差值阈值ATh、I Ad . m) - Jim I ) A.,——也就是说所比较的采样值实际上不一致——的情况下，逻辑“ I ”被推移到差值误差寄存器中。与此相反地，在所比较的采样值的绝对值小于预定差值阈值Att、],部._ ... / ( | I < Ant——也就是说所比较的采样值实际上一致——的情况下，逻辑“O”被推移到差值误差寄存器中。
第十实施方式涉及一种根据第九实施方式的方法，其中所述加和还包括计数寄存器，该计数寄存器采集差值误差寄存器中相应采样值的不一致的数量，所通过的方式是，在每次将逻辑“I”推进差值误差寄存器中和同时将逻辑“O”推出差值误差寄存器时计数寄存器提高，每次将逻辑“O”推进差值误差寄存器中和同时将逻辑“O”推出差值误差寄存器或者每次将逻辑“ I ”推进差值误差寄存器和同时将逻辑“ I ”推出差值误差寄存器时计数寄存器保持不变，并且所通过的方式是，在每次将逻辑“O”推进差值误差寄存器和同时将逻辑 “ I ”推出差值误差寄存器时计数寄存器降低。
第十一实施方式涉 及一种根据第九或第十实施方式的方法，其中差值误差寄存器是32位深的。
另一实施方式涉及一种用于控制通过采样来再生的信号的采样相位的电路，该电路具有用于对信号过采样以确定信号在预定采样相位时的采样值的装置。该电路还具有用于确定预定采样相位的不同采样相位时的采样值之间的差值误差的装置。
此外，所述电路还包括基于所确定的差值误差而设立的装置，用于确定至少一个第一和至少一个第二采样相位时的采样值之间的差值误差率，也就是说确定关于预定的采样相位对的差值误差率。
最后，所述电路具有用于比较关于至少两个不同采样相位对的至少两个差值误差率以确定如下决策的装置，所述决策是选择预定采样相位中的哪个采样相位作为用于正确地再生信号的参考采样相位。
图5示出一种与最后所述的电路类似的方法，该方法基于对数据信号过采样和比较关于至少两个不同采样相位对的至少两个差值误差率来调节在恢复串行数据信号时的采样相位。
尽管在前面说明和描述了特定的实施方式，但是专业人员可以识别出，特定的、所示出的和所描述的实施方式可以通过许多可替换的和/或等效的实现方式代替，而这些实现方式不会脱离本发明的保护范围。本申请因此覆盖了这里所述的特定实施方式的所有适应 和修改。因此本发明仅仅通过权利要求书的对象及其等效物来限制。
权利要求
1.用于控制通过采样来再生的信号的采样相位的方法，具有以下步骤一对信号进行η重过采样，其中n ^ 3，以便获得在信号的每周期时长T中η个采样相位AP(i)时的η个采样值A⑴，其中i=0，I, -n-1 ；—针对i = 0，1，*··η-2中的至少两个不同的i和至少一个m,其中m彡l,m+i ^ η,相应地构成至少两个分别的采样值A(i+m)和A(i)之间的差值误差Delta(i, i+m) = A(i+m) 一 A(i)；—针对i = 0，1，“·η-2中的至少两个不同的i和至少一个m,其中m彡I, m+i ^ η,对差值误差Delta (i，i+m)进行相应地连续地加和；—针对i = 0，1，“·η-2中的至少两个不同的i和至少一个m,其中m彡I, m+i < η,在预定数量的采样周期Τ’上相应地构成经过加和的差值误差Delta(i，i+m)的时间上滑动的差值误差平均值SumDelta (i, i+m)；—针对i = 0，1，“·η-2中的至少两个不同的i和至少一个m,其中m彡I, m+i ^ η,比较经过加和的差值误差Delta(i，i+m)的至少两个时间上滑动的差值误差平均值SumDelta (i, i+m),以便获得至少一个比较结果；一使用至少一个比较结果来决策在η个采样相位AP(i)中的哪个相位时采样值在平均上至少与实际的信号值有偏差，也就是说，η个采样相位AP (i)中的哪个相位要被选作为参考采样相位。
2.根据权利要求1的方法，其中针对i= 0，1，一11-2中的另外的i和/或另外的m， 其中m > 1，m+i ( η,附加地构成另外的预定——优选全部——采样值对之间的差值误差 Delta (i,i+m)。
3.根据前述权利要求之一的方法，其中针对i= 0，1，一11-2中的至少两个不同的 i和至少一个m,其中m彡I, m+i ( η,从经过加和的差值误差Delta (i, i+m)的时间上滑动的差值误差平均值SumDelta (i, i+m)中导出在第i个或第(i+m)个采样相位时的——也就是关于采样相位对AP(i)，AP(i+m)的——采样值之间的至少两个差值误差率 DiffErrRate(i, i+m)。
4.根据权利要求3的方法，其中针对I彡m; I彡ο ；m+i+o彡η对关于至少两个预定的——优选全部——采样相位对的所导出的差值误差率中的至少两个 DiffErrRate (i, i+m)和DiffErrRate (1-o, i+m-o)进行比较,其中由此得出的另一结果同样在决策选择η个采样相位AP (i)中的哪个采样相位作为参考采样相位时使用。
5.根据前述权利要求之一的方法，其中比较至少一个差值误差率DiffErrRate (i，i+m)与至少一个相应的预定差值误差阈值，其中由此得出的另一比较结果同样在决策选择η个采样相位AP (i)中的哪个采样相位作为参考采样相位时使用。
6.根据前述权利要求之一的方法，其中时间上滑动的差值误差平均值 SumDelta(i，i+m)、差值误差率 DiffErrRate (i,i+m)和 / 或差值误差率 DiffErrRate (i, i+m)与预定差值误差阈值之间的至少两个比较结果借助于决策矩阵相对于彼此被加权，以便由此导出选择η个采样相位AP(i)中的哪个采样相位作为参考采样相位的决策。
7.根据前述权利要求之一的方法，其中所述信号是包括同步序列的数字通信信号，并且其中当能在至少两个相邻的采样相位时的采样值中检测到同步序列时，才进行差值误差平均值SumDelta(i，i+m)彼此之间、差值误差率DiffErrRate (i, i+m)彼此之间和/或差值误差率DiffErrRate (i，i+m)与预定差值误差阈值的比较。
8.根据权利要求7的方法，其中在能在3个或更多个采样相位时的采样值中检测到同步序列的情况下，作为3个或更多个采样相位之间的基于所述3个或更多个采样相位之间的差值误差率的多数决策，对选择η个采样相位AP (i)中的哪个采样相位作为参考采样相位进行决策。
9.根据前述权利要求之一的方法，其中通过作为差值误差寄存器的移位寄存器来对差值误差Delta(i，i+m)进行加和，其中在每个采样周期T’，一在所比较的采样值的绝对值大于或等于预定差值阈值ATh、I ,-Kr M) 4(1) > An——也就是说所比较的采样值实际上不一致——的情况下，逻辑 “I”被推移到差值误差寄存器中；—在所比较的采样值的绝对值小于预定差值阈值ATh、A(i' m) — J(i) I < Kin——也就是说所比较的采样值实际上一致——的情况下，逻辑“O”被推移到差值误差寄存器中。
10.根据权利要求9的方法，其中所述加和还包括计数寄存器，该计数寄存器采集差值误差寄存器中相应采样值的不一致的数量，所通过的方式是一在每次将逻辑“I”推进差值误差寄存器中和同时将逻辑“O”推出差值误差寄存器时计数寄存器提闻;一每次将逻辑“O”推进差值误差寄存器和同时将逻辑“O”推出差值误差寄存器或者每次将逻辑“ I ”推进差值误差寄存器和同时将逻辑“ I ”推出差值误差寄存器时计数寄存器保持不变；一在每次将逻辑“O”推进差值误差寄存器和同时将逻辑“I”推出差值误差寄存器时计数寄存器降低。
11.根据权利要求9或10之一的方法，其中所述差值误差寄存器是32位深的。
12.用于控制通过采样来再生的信号的采样相位的电路，包括一用于对信号过采样以确定信号在预定采样相位时的采样值的装置；一用于确定预定采样相位中的不同采样相位时的采样值之间的差值误差的装置；一基于所确定的差值误差而设立的装置，用于确定至少一个第一和至少一个第二采样相位时的采样值之间的差值误差率，也就是说确定关于预定的采样相位对的差值误差率；一用于比较关于至少两个不同采样相位对的至少两个差值误差率以确定如下决策的装置，所述决策是选择预定采样相位中的哪个采样相位作为用于正确地再生信号的参考采样相位。
全文摘要
用于调节采样相位的方法和装置。本发明的实施方式涉及用于控制通过采样来再生的信号、尤其是串行通信信号的采样相位的方法和电路，具有用于如下操作的方法步骤和装置用于对信号过采样以确定信号在预定采样相位时的采样值；用于确定预定采样相位中的不同采样相位时的采样值之间的差值误差；基于所确定的差值误差确定至少一个第一和至少一个第二采样相位时的采样值之间的差值误差率；以及用于比较关于至少两个不同采样相位对的至少两个差值误差率以确定选择预定采样相位中的哪个采样相位作为用于正确地再生信号的参考采样相位的决策。
文档编号H04L7/04GK103067153SQ201210399559
公开日2013年4月24日 申请日期2012年10月19日 优先权日2011年10月20日
发明者J.赫尔姆施密特 申请人:英飞凌科技股份有限公司