一种快速扫频方法、装置和终端与流程

本发明涉及移动通信领域中的频率扫描技术，尤其涉及一种快速扫频方法、装置和终端。

背景技术：

对于数字通信系统来说，包括第二代移动通信技术(2G)的全球移动通信系统(GSM)，第三代移动通信技术(3G)的宽带码分多址(WCDMA)、时分同步码分多址(TD-SCDMA)，第四代移动通信技术(4G)的长期演进(LTE)，一般会分配若干频段。扫频过程就是UE终端根据运营商提供的频段指示，在若干频段上对信号频点进行搜索，并选择信号最强的频点进行驻留，开机时候的扫频时间影响用户对手机使用的体验，耗时过长的开机过程是难以忍受的。

理想的频段是仅分配给一种制式，且各个频点之间，存在较大的功率差，因而仅仅依靠功率差即可以将目标频点和相邻频点区分开来。但实际的情况是，由于频带资源是有限的，一个频段上，并不一定完全分配给一种制式，而是还可能存在其它制式的频点。因此，为了识别出非本制式频点，在扫频过程中需要基于同步码相关进行频点确认，但是，所述频点确认过程是一个耗时较长的过程。

以WCDMA为例，由于扫频的时候并未同步，因此必须在2560的时隙长度内全相关以确认是否存在主扰码(Primary SCH，PSCH)。同时，PSCH在WCDMA中通常的功率占比仅-15dB，得到满意的相关峰值需要较长时隙的累加。协议规定信道栅格为200kHz，即WCDMA信号的中心点可能位于频段中任意一个200kHz的频点上，频段越多，需要通过PSCH相关进行排除的虚假频点越多。同样，对于LTE系统，频段越多，需要进行主同步信号(Primary synchronization signal，PSS)相关确认的频点越多。

技术实现要素：

为解决现有存在的技术问题，本发明实施例提供一种快速扫频方法、装置和终端。

本发明实施例提供了一种快速扫频方法，该方法包括：

选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点，所述N为正整数；

以所述2N+1个频点中的中心频点作为接收频点进行信号接收；所述中心频点为所述2N+1个频点中的第N+1个频点；

对除所述中心频点外的其他2N个频点同步进行频偏补偿处理；

基于所述中心频点以及所述经频偏补偿处理的2N个频点，对2N+1路所述信号同步进行同步码相关处理。

本发明实施例中，所述选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点，包括：

按预设的步长对指定频段进行扫描，得到有效频点；所述有效频点对应的功率值大于预设的功率门限；

对于所述有效频点进行同步码相关，从中确定与所述信号的通信模式对应的候选频点；

从所述候选频点中顺次选取相互紧邻的2N+1个频点。

本发明实施例中，所述对其他2N个频点进行频偏补偿处理，包括：

依据接收的所述信号以及与所述信号的通信模式相对应的一个栅格的宽度进行频偏补偿计算。

本发明实施例中，所述对2N+1路所述信号同步进行同步码相关处理，包括：

基于所述中心频点对一路所述信号进行同步码相关计算，所述计算过程依据接收的所述信号以及终端基带产生的本地同步码信号进行；同时，

基于所述经频偏补偿处理的2N个频点，对2N路所述信号进行同步码相关 计算，所述计算过程依据所述经过频偏补偿的接收信号以及终端基带产生的本地同步码信号进行。

本发明实施例还提供了一种快速扫频装置，该装置包括：频偏补偿模块和同步码相关模块；其中，

所述频偏补偿模块，用于选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点，所述N为正整数；以所述2N+1个频点中的中心频点作为接收频点进行信号接收；所述中心频点为所述2N+1个频点中的第N+1个频点；对除所述中心频点外的其他2N个频点同步进行频偏补偿处理；

所述同步码相关模块，用于基于所述中心频点以及所述经频偏补偿处理的2N个频点，对2N+1路所述信号同步进行同步码相关处理。

本发明实施例中，所述频偏补偿模块包括：

频点选取模块，用于选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点；

信号接收模块，用于以所述2N+1个频点中的中心频点作为接收频点进行信号接收；

处理模块，用于对除所述中心频点外的其他2N个频点同步进行频偏补偿处理。

本发明实施例中，所述频点选取模块包括：

有效频点确定单元，用于按预设的步长对指定频段进行扫描，得到有效频点；所述有效频点对应的功率值大于预设的功率门限；

候选频点确定单元，用于对于所述有效频点进行同步码相关，从中确定与所述信号的通信模式对应的候选频点；

选取单元，用于从所述候选频点中顺次选取相互紧邻的2N+1个频点。

本发明实施例中，所述处理模块包括2N个处理器，

每个处理器，用于依据接收的所述信号以及与所述信号的通信模式相对应的一个栅格的宽度进行频偏补偿计算。

本发明实施例中，所述同步码相关模块包括：2N+1个同步码相关器，其中，

一个同步码相关器，用于基于所述中心频点对一路所述信号进行同步码相 关计算，所述计算过程依据接收的所述信号以及终端基带产生的本地同步码信号进行；同时，

所述其他2N个同步码相关器，用于基于所述经频偏补偿处理的2N个频点，对2N路所述信号进行同步码相关计算，所述计算过程依据所述经过频偏补偿的接收信号以及终端基带产生的本地同步码信号进行。

本发明实施例还提供了一种终端，所述终端包括：上文所述的装置。

本发明实施例提供的快速扫频方法、装置和终端，选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点，所述N为正整数；以所述2N+1个频点中的中心频点作为接收频点进行信号接收；所述中心频点为所述2N+1个频点中的第N+1个频点；对除所述中心频点外的其他2N个频点同步进行频偏补偿处理；基于所述中心频点以及所述经频偏补偿处理的2N个频点，对2N+1路所述信号同步进行同步码相关处理。可见，本发明实施例可实现同步进行多个频点的同步码相关确认，与现有技术中的串行处理，本发明可有效减少同步码相关的时间，从而达到减少扫频时间，提升用户体验的目的。

附图说明

在附图(其不一定是按比例绘制的)中，相似的附图标记可在不同的视图中描述相似的部件。具有不同字母后缀的相似附图标记可表示相似部件的不同示例。附图以示例而非限制的方式大体示出了本文中所讨论的各个实施例。

图1为本发明实施例所述方法实现流程示意图；

图2为本发明实施例所述装置结构示意图一；

图3为本发明实施例所述频偏补偿模块的结构示意图；

图4为本发明实施例所述频点选取模块的结构示意图；

图5为本发明实施例所述同步码相关模块的结构示意图；

图6为本发明实施例所述WCDMA中的SCH信道示意图；

图7为本发明实施例所述LTE中的同步码信号示意图；

图8为本发明实施例所述扫频流程示意图；

图9为本发明实施例所述同步码特性示意图；

图10为本发明场景二所述装置的结构示意图。

具体实施方式

本发明的实施例中，选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点，所述N为正整数；以所述2N+1个频点中的中心频点作为接收频点进行信号接收；所述中心频点为所述2N+1个频点中的第N+1个频点；对除所述中心频点外的其他2N个频点同步进行频偏补偿处理；基于所述中心频点以及所述经频偏补偿处理的2N个频点，对2N+1路所述信号同步进行同步码相关处理。

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

图1为本发明实施例所述方法的实现流程示意图，如图1所示，包括：

步骤101：选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点，所述N为正整数；

步骤102：以所述2N+1个频点中的中心频点作为接收频点进行信号接收；所述中心频点为所述2N+1个频点中的第N+1个频点；

步骤103：对除所述中心频点外的其他2N个频点同步进行频偏补偿处理；

步骤104：基于所述中心频点以及所述经频偏补偿处理的2N个频点，对2N+1路所述信号同步进行同步码相关处理。

本发明实施例中，所述选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点，包括：

按预设的步长对指定频段进行扫描，得到有效频点；所述有效频点对应的功率值大于预设的功率门限，即：保留信号较强的频点，将信号太弱的频点过滤掉；

对于所述有效频点进行同步码相关，从中确定与所述信号的通信模式对应的候选频点，即：将非所述信号的通信模式的频点滤除；

从所述候选频点中顺次选取相互紧邻的2N+1个频点。

这里，所述通信模式可包括：WCDMA和LTE。

本发明实施例中，所述对其他2N个频点进行频偏补偿处理，包括：

依据接收的所述信号以及与所述信号的通信模式相对应的一个栅格的宽度进行频偏补偿计算。所述计算过程可参照如下公式：

Data_out＝R_in.*e^-jω；

其中，所述Data_out表示频偏补偿处理结果；所述R_in.表示接收的所述信号，也可理解为输入信号；所述ω表示通信模式相对应的一个栅格的宽度。

本发明实施例中，所述对2N+1路所述信号同步进行同步码相关处理，包括：

基于所述中心频点对一路所述信号进行同步码相关计算，所述计算过程依据接收的所述信号以及终端基带产生的本地同步码信号进行；计算过程可参照如下公式：

Corr＝R_in.*conj(PSC)；

同时，基于所述经频偏补偿处理的2N个频点对2N路所述信号进行同步码相关计算，所述计算过程依据所述经过频偏补偿的接收信号以及终端基带产生的本地同步码信号进行；计算过程可参照如下公式：

Corr＝Data_out*conj(PSC)。

可见，本发明实施例可实现同步进行多个频点的同步码相关确认，与现有技术中的串行处理，本发明可有效减少同步码相关的时间，从而达到减少扫频时间，提升用户体验的目的。

本发明实施例还提供了一种快速扫频装置，如图2所示，该装置包括：频偏补偿模块201和同步码相关模块202；其中，

所述频偏补偿模块201，用于选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点，所述N为正整数；以所述2N+1个频点中的中心频点作为接收频点进行信号接收；所述中心频点为所述2N+1个频点中的第N+1个频点；对除所述中心频点外的其他2N个频点同步进行频偏补偿处理；

所述同步码相关模块202，用于基于所述中心频点以及所述经频偏补偿处理的2N个频点，对2N+1路所述信号同步进行同步码相关处理。

在实际应用过程中，所述频偏补偿模块201和同步码相关模块202可通过中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)或可编程逻辑阵列(Field－Programmable Gate Array，FPGA)实现。

一个实施例中，如图3所示，所述频偏补偿模块201包括：

频点选取模块2011，用于选取相互紧邻的2N+1个满足预设条件的频点；

信号接收模块2012，用于以所述2N+1个频点中的中心频点作为接收频点进行信号接收；

处理模块2013，用于对除所述中心频点外的其他2N个频点同步进行频偏补偿处理。

一个实施例中，如图4所示，所述频点选取模块2011包括：

有效频点确定单元20111，用于按预设的步长对指定频段进行扫描，得到有效频点；所述有效频点对应的功率值大于预设的功率门限即：保留信号较强的频点，将信号太弱的频点过滤掉；

候选频点确定单元20112，用于对于所述有效频点进行同步码相关，从中确定与所述信号的通信模式对应的候选频点，即：将非所述信号的通信模式的频点滤除；

选取单元20113，用于从所述候选频点中顺次选取相互紧邻的2N+1个频点。

这里，所述通信模式包括：WCDMA和LTE。

本发明实施例中，所述处理模块2013包括2N个处理器，

每个处理器，用于依据接收的所述信号以及与所述信号的通信模式相对应的一个栅格的宽度进行频偏补偿计算。所述计算过程可参照如下公式：

Data_out＝R_in.*e^-jω；

其中，所述Data_out表示频偏补偿处理结果；所述R_in.表示接收的所述信号，也可理解为输入信号；所述ω表示通信模式相对应的一个栅格的宽度。

本发明实施例中，所述同步码相关模块202包括：2N+1个同步码相关器2021，如图5所示，其中，

一个同步码相关器2021，用于基于所述中心频点对一路所述信号进行同步码相关计算，所述计算过程依据接收的所述信号以及终端基带产生的本地同步码信号进行；计算过程可参照如下公式：

Corr＝R_in.*conj(PSC)；

同时，所述其他2N个同步码相关器2021，用于基于所述经频偏补偿处理的2N个频点对2N路所述信号进行同步码相关计算，所述计算过程依据所述经过频偏补偿的接收信号以及终端基带产生的本地同步码信号进行。计算过程可参照如下公式：

Corr＝Data_out*conj(PSC)。

本发明实施例还提供了一种终端，所述终端包括：上文所述的装置。

为了便于理解本发明，下面对扫频相关的技术进行简单描述。

一、同步码

手机终端通常使用同步信道SCH(synchronization channel)来搜索激活小区和相邻小区。

在WCDMA中，SCH包含两个子信道，PSCH(Primary SCH)和SSCH(Secondary SCH)，PSCH和SSCH包含256码片，总在每个时隙的头256chip进行发送，如图6所示。对于PSCH，是每个时隙相同的，而对于SSCH，在每个时隙根据需要从16个256码片的集合中选取一个，具体的选取方式和扰码组有关。对于扫频过程来说，由于只需要确认有无WCDMA频点，因此，这里仅使用PSCH同步码相关就可以了。

在LTE中，同步信号包括主同步信号PSS(Primary synchronization signal)和辅同步信号SSS(Secondary synchronization signal)。对于LTE系统，一个无线帧(10ms长度)包含10个子帧(1ms长度)，每个子帧又包含2个时隙，每个时隙的长度为0.5ms，因此，一个无线帧总共包含20个0.5ms的时隙。对于FDD，PSS总是位于第0和第10时隙的最后一个OFDM符号上，SSS则位于 第0和第10时隙的PSS前面一个OFDM符号上，如图7所示。对于扫频过程来说，由于只需要确认有无LTE频点，因此，这里仅使用PSS同步码相关就可以了。

二、扫频过程

对于数字通信系统来说，包括2G的GSM，3G的WCDMA、TD-SCDMA，4G的LTE，一般会分配若干频段。以WCDMA制式为例，WCDMA按照协议25.101规定频点信号带宽为5MHz，信道栅格为200kHz，频点中心的间隔必然是200kHz的整数倍。移动通信系统(UMTS)为WCDMA分配了若干频段，最小的频带宽度为10MHz(BAND VI)，有效频点25个，最大的频段宽度为75MHz(BAND III)，有效频点350个。

仍以WCDMA为例，假定在频段上有3个频点Fa、Fb、Fc，其中，Fa并非W频点，如图8所示。扫频首先会在该频段内以一定步长Fr进行粗扫，图8(a)所示，计算每个粗扫频点的RSSI功率，并对粗扫频点F0-F7进行功率排序。如图8(b)所示，过滤掉功率较低的频段，选择功率较强的几个频点F1、F4、F5、F6用于精扫。在精扫中，在候选粗扫频点周围一定范围内对可能的候选频点进行遍历，依次对每个精扫频点进行同步码相关。当输入频点和真实频点不重合，即至少间隔一个栅格的整数倍时，此时，没有相关峰值，即可以认为这个频点不是W频点，排除在上报频点之外，原理详见下文同步码的频点确认方法。

三、基于同步码的频点确认

理想的频段是仅分配给一种制式，且各个频点之间，存在较大的功率差，因而仅仅依靠功率差即可以将目标频点和相邻频点区分开来。

但实际的情况是，由于频带资源是有限的，一个频段上，并不一定完全分配给一种制式，而是还可能存在其它制式的频点，这意味着频段上找到的强功率频点也可能并非本制式的信号，将错误的频点上报将引起对假频点的小区搜索，导致小区搜索流程延长甚至失败，因而扫频有必要识别出非本制式频点并加以排除。

对于WCDMA或LTE基站来说，都会发送各自的同步码，因此，可以通过同步码的检测来确认是否为WCDMA或LTE频点，使用公式表示如下。

Corr＝R_in.*conj(PSC)＝(PSC+OCNS+Noise)*conj(PSC)，

R_in.为输入信号，又可以表示为PSC+OCNS+noise之和，其中，PSC为基站发送的同步码信号，OCNS为同扰码的其它码道信号，Noise为干扰噪声。对于WCDMA，PSC即为PSCH，PSCH有良好的相关特性，只有当和PSCH信号对齐相关时，才能得到明显的相关峰值，而当和其它信号相关或和PSCH信号不对齐相关时，都不能得到相关峰值。

在接收到含PSCH的输入信号后，UE终端会在本地也产生一个PSCH信号，并与输入信号在一个无线帧内进行滑动相关，如果输入信号含有PSCH信号，则会在PSCH信号的位置得到较大的相关峰值，否则没有相关峰，据此，可以判断出输入信号中是否含有PSCH同步信号。

当输入频点和真实频点不重合，即至少间隔一个栅格的整数倍时，此时，没有相关峰值。如图9所示，假定真实频点为Fa，其频带宽度从F0-F3。此时，输入信号中心频点为F2，其频带宽度从F1-F4，那么，输入信号带宽中损失了从F0-F1的信号，且包含了从F3-F4的频带干扰，但这都不是最重要的，重要的中心频点偏移对输入信号造成的相位旋转，可以用公式表示如下：

Corr＝R_in.*conj(PSC)＝(PSC+OCNS+Noise)*e^jω*conj(PSC)。

可见，相关过程中多出了个e^jω分量，这改变了输入同步码的信号特性，使得和本地生成的同步码相关，不再能得到相关峰值，从而可以判断出真实频点。

下面结合具体应用场景对本发明进行详细描述。

场景一

仍以图9例进行说明，对于输入信号中心频点F2和真实频点Fa间隔Fr*N的频点来说，它们之间的大部分频带是重叠的。假设是WCDMA，输入信号中心频点和真实频点间隔一个栅格，即200kHz，那么以F2为中心的输入信号和以Fa为中心的输入信号比较，有4.8MHz的带宽是重叠的，因此，它们之间的 能量差异实际上不超过4％。如果是间隔两个栅格，即400kHz，那么，也有4.6MHz的带宽是重叠的，它们之间的能量差异不超过8％。这意味着能量损失足够小，损失的带宽基本上不会影响相关特性。只要将因为中心频点偏离造成的信号旋转进行补偿，例如，对以F2为中心的输入信号补偿-Fr*N，那么，和直接在真实频点Fa上的接收信号相关特性相同，其能量损失基本可以忽略，用公式表示如下：

Corr＝R_in.*conj(PSC)＝(PSC+OCNS+Noise)*e^jω*e^-jω*conj(PSC)；

仿真说明，对以F2为中心的输入信号补偿-Fr*N后做同步码相关，和直接在以Fa为中心的输入信号做同步码相关相比，对同步码相关特性没有什么影响。

由此，对于同步码相关，通过RF接收到以F2为中心的输入信号后，我们可以通过频偏补偿复原出其邻频信号。如果是使用并行的同步码相关器，那么，就可以将PSCH相关过程由串行改为并行，从而大大加快扫频中同步码相关的速度，如图10所示的并行同步码相关装置。

经测试发现，如果并行支路为3，则可以将同步码相关时间减小为原来的1/3；如果并行支路为5，则可以将同步码相关时间减小为原来的1/5。由于同步码相关确认时间占据了扫频时间的绝大部分，这也相当于大幅缩减了扫频的执行时间，改善了用户体验。

场景二

本场景以用于WCDMA系统的扫频模块为实施例，描述了并行同步码相关的具体实施方法，图10为对应的装置结构示意图，所述ADC1001和DFE1002为扫频过程中通用模块，此处不再详述；所述频偏补偿模块1003和PSC相关器1004为本发明主要功能模块，分别用于执行下述步骤三以及步骤四的操作，具体实施步骤如下：

步骤一：粗扫(获得有效频点)，具体的：

以预设步长，如：step1在指定频段上进行扫描，对于每一个粗扫频点，由 功率计算模块估计接收数据的能量，并按照能量(功率)由大到小保留M个频点；对于未保留的频点，则认为信号太弱(频点对应的功率值小于预设的功率门限)，可以不对这些频点进行后续处理，以期达到缩短搜网时间的目的。

步骤二：精扫(获得有效频点)，具体的：

对粗扫确定的M个频点，认为真实的频点就在这些粗扫频点的范围内，对位于这些范围内的频点，作为精扫的候选频点，需要进行同步码相关处理，以从中确定与所述信号的通信模式对应的候选频点。

步骤一、二为现有技术，此处不再详述。

步骤三：基带上的频偏补偿，具体的：

选择相互紧邻的2N+1个精扫确定的候选频点，N可取1或2，并以这2N+1个频点中心作为接收频点进行信号接收；

这里，N的取值主要由硬件条件决定，如果终端中对应设置3个同步码相关器，则N取值为1；如果终端中对应设置5个同步码相关器，则N取值为2。

对于中心频点，由于不存在频率偏差，可直接传递给下一模块，即PSC相关器1004进行同步码相关确认，如图10所示。

但对于中心频点的相邻频点，由于是利用中心频点输入信号构造，彼此相差一个栅格宽度，因此需要通过频偏补偿模块1003对频偏进行补偿，有：

Data_out＝R_in.*e^-jω。

步骤四：并行的同步码相关确认，具体的：

对多路(2N+1路)接收信号，使用2N+1个同步码相关器同步进行同步码相关处理，以加快同步码相关过程。

步骤五：根据同步码相关值进行真实频点确认，具体的：

同步码相关结束后，通过相关门限选择具有较大相关值的频点，并作为真实频点。

可见，本发明实施例可实现同步进行多个频点的同步码相关确认，与现有技术中的串行处理，本发明可有效减少同步码相关的时间，从而达到减少扫频 时间，提升用户体验的目的。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用硬件实施例、软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器和光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。