多天线解码电路的制作方法

本发明涉及天线技术，尤其涉及一种多天线解码电路。

背景技术：

多天线解码技术最早是在TD-LTE系统中得到了广泛的应用，不仅收发的天线数有明显的增加，而且MIMO的传输模式也更加丰富。在下行链路中，多天线发送方式主要包括发送分集、空间复用、多用户MIMO和波束赋形等传输模式。在上行链路中，多个用户组成的虚拟MIMO也进一步提高了上行的系统容量。多天线解码技术不仅可以丰富传输模式，而且可以提高无线通信系统的通信速率。

目前多天线解码技术主要是利用发送器和接收器之间信道的幅度和相位，然后在经过复杂的数字信号处理来实现信号的解码。信道幅度的获取需要大功率的模数转换器，以及信号相位的获取需要在接收机上有一个与载波同频同相的射频振荡器。这些大功率的器件需要消耗大量的能量和计算资源。

技术实现要素：

为克服现有技术的不足，本发明提供一种降低功耗的多天线解码电路。

本发明提供一种多天线解码电路，所述多天线解码电路包括两个天线、两个匹配电路、两个非相干包络检测电路、一除法运算电路及一阈值比较电路，每一天线通过一匹配电路连接一非相干包络检测电路，所述两个非相干包络检测电路连接所述除法运算电路，所述除法运算电路连接所述阈值比较电路，所述阈值比较电路用于连接一负载端，所述匹配电路用于过滤所述天线接收到的信号而使所述天线与负载端达到共轭匹配，所述非相干包络检测电路用于跟随所述匹配电路输出的信号的包络并消除所述信号的载波频率，所述除法运算电路用于将所述两个非相干包络检测电路输出的电压相除而得到一输出电压，所述阈值比较电路用于比较所述输出电压与一参考电压的大小而输出高电平或低电平。

进一步地，所述匹配电路包括一第一电容、一电感及一第二电容，所述电感的一第一端连通过所述第一电容接地，所述电感的一第二端通过所述第二电容接地，所述第一端还连接所述天线，所述第二端还连接所述非相干包络检测电路。

进一步地，所述非相干包络检测电路包括一第一二极管、一第三电容及一第一电阻，所述第一二极管的正极连接所述电感的第二端，所述第一二极管的负极通过第三电容接地，所述第一电阻连接于所述第三电容的两端。

进一步地，所述除法运算电路包括两个对数运算电路及一减法运算电路，每一对数运算电路连接所述非相干包络检测电路的第一二极管的负极，所述两个对数运算电路用于对所述非相干包络检测电路输出的信号进行对数运算，所述减法运算电路用于对所述两个对数运算电路的输出电压进行减法运算。

进一步地，每一对数运算电路包括一第一运算放大器，所述第一运算放大器的正相输入端通过一第二电阻接地，所述第一运算放大器的反相输入端通过一第三电阻连接所述二极管的负极，所述第一运算放大器的反相输入端还连接一第二二极管的正极，所述第二二极管的负极连接所述运算放大器的输出端，所述减法运算电路包括一第二运算放大器，所述第二运算放大器的正相输入端及反相输入端分别通过第四电阻及第五电阻连接所述两个对数运算电路的两个第一运算放大器的输出端，所述第二运算放大器的正相输入端还通过第六电阻接地，所述第二运算放大器的反相输入端还通过第七电阻连接所述第二运算放大器的输出端。

进一步地，所述阈值比较电路包括一比较器、电容及电阻，所述比较器的正相输入端连接所述减法运算电路的第二运算放大器的输出端，所述比较器的反相输入端通过第四电容接地，所述比较器的反相输入端还通过所述第八电阻连接所述第二运算放大器的输出端，所述比较器的输出端连接负载端，所述输出电压经过所述第八电阻和第四电容会得到一个平均值而作为所述参考电压。

进一步地，所述除法运算电路及所述阈值比较电路连接一供电电源。

本发明的有益效果：在本发明中，所述多天线解码电路包括两个天线、两个匹配电路、两个非相干包络检测电路、一除法运算电路及一阈值比较电路，由于所述天线10、所述匹配电路20和所述非相干包络检波电路30都是无源的，这样可以降低功耗。

附图说明

图1为本发明多天线解码电路较佳实施方式与电源管理器的系统框图。

图2为本发明多天线解码电路较佳实施方式的电路连接图。

具体实施方式

下面，将结合附图对本发明各实施例作详细介绍。

请参阅图1，本发明多天线解码电路较佳实施方式包括两个天线10、两个匹配电路20、两个非相干包络检测电路30、一除法运算电路40及一阈值比较电路50。

每一天线10通过一匹配电路20连接一非相干包络检测电路30，两个非相干包络检测电路30连接所述除法运算电路40，所述除法运算电路40连接所述阈值比较电路50。

在本实施例中，所述除法运算电路40及所述阈值比较电路50均连接一供电电源(图未示)。

请参阅图2，每一匹配电路20包括电容C1、电容C2及电感L，所述电感L的一端连接所述天线10并通过电容C1接地，所述电感L的另一端通过电容C2接地。

每一非相干包络检测电路30包括二极管D1、电容C3及电阻R2，所述二极管D1的正极连接所述电感L的另一端，所述二极管D1的负极通过电容C3接地，所述电阻R2连接于所述电容C3的两端。

所述除法运算电路40包括两个对数运算电路41及一减法运算电路43。每一对数运算电路41包括一运算放大器，所述运算放大器的正相输入端通过电阻R3接地，所述运算放大器的反相输入端通过电阻R4连接所述二极管D1的负极，所述运算放大器的反相输入端还连接一二极管D2的正极，所述二极管D2的负极连接所述运算放大器的输出端。

所述减法运算电路43包括一运算放大器，所述运算放大器的正相输入端及反相输入端分别通过电阻R5、R6连接所述两个对数运算电路41的两个运算放大器的输出端。所述减法运算电路43的运算放大器的正相输入端还通过电阻R7接地。所述减法运算电路43的运算放大器的反相输入端还通过电阻R8连接所述运算放大器的输出端。

所述阈值比较电路50包括一比较器、电容C4及电阻R9，所述比较器的正相输入端连接所述减法运算电路43的运算放大器的输出端，所述比较器的反相输入端通过电容C4接地，所述反相输入端还通过所述电阻R9连接所述减法运算电路43的运算放大器的输出端。所述比较器的输出端连接负载端。

所述天线10的作用是接收环境中的电磁波，在接收的信号中成分复杂，包括射频信号、反向散射信号以及噪声。所述两根天线10接收的信号分别为y1(t)、y2(t)，其中：

y₁(t)＝h_rfs(t)+h_bB(t)s(t)

y₂(t)＝h'_rfs(t)+h'_bB(t)s(t)

，其中h_rf，h'_rf，h_b，h'_b，分别是射频信号塔到接收端的信道和发射端到接收端的信道，S(t)是射频信号塔发射出的信号，B为发射端发射的数据位‘1’或者‘0’。两根天线所接收到的信号的幅度：

在本实施例中，所述天线10为频点是在2.45GHz、VSWR为1.2、天数增益为8db的棒状天线。所述匹配电路20用于过滤所述天线10接收的信号，为了让所述天线10与负载端达到共轭匹配，从而实现最大功率传输。在本实施例中，所述匹配电路20的电容C1、C2和电感L的值确保让负载端的阻抗尽可能的接近50Ω，这样就能使得损失的能量最少。所述非相干包络检波电路30是跟随所述匹配电路20输出的信号的包络，同时消除载波频率(2.45GHz的射频信号)，所述非相干包络检波电路30中使用的器件是被动元件如电阻，电容和二极管，因此本质上是低功耗的。二极管可以看成一个开关，电流的流向正向流动，而不能反向。电容器是电容存储单元，电阻是用来调整电流。当输入信号ui(t)为正并且大于电容C3和负载电阻R2上的电压ui(t)时，所述二极管D1导通，输入信号ui(t)通过二极管D1对所述电容C3充电，此时电容C3两端的电压u0(t)随充电电压上升而升高；当ui(t)处于下降并且小于电容C3两端电压u0(t)，所述二极管D1截止，此时输入信号ui(t)停止向电容C3充电，电容C3通过电阻R2放电，u0(t)随着电容C3的放电而下降。当电容C3充电时，由于二极管D1的正向导通电阻很小，电容C3充电的速度很快，u0(t)以近似ui(t)上升的速率升高；当电容C3放电时，由于负载电阻R2比所述二极管的正向导通电阻大很多，因此电容C3放电的速度相比于电容C3充电的速度要慢很多，u0(t)的波动很小，并且能保证u0(t)基本上能接近ui(t)的幅值。所述对数运算电路41是充分利用了二极管电流-电压(IV)的非线性关系，把线性关系的信号转换成对数域的信号。所述减法运算电路43用来实现所述两个对数运算电路41的输出端的电压相减。两根天线10的信号进行除法运算得到：

所述减法运算电路43输出的结果是不依赖与电视信号s(t)的，因此在电视传输中，不受固有包络波动的影响。现在由于反向散射位B(t)不是1就是0，因此上述运算的输出是或者这样可以产生两个不同能量水平的电平。

所述阈值比较电路50中的电阻值和电容值是固定的，所述减法运算电路43的输出端的信号经过所述电阻R9和电容C4会得到一个平均值(作为一参考电压)，所述比较器在比较所述减法运算电路43的输出端的电压大于所述平均值后输出高电平，否则输出低电平。

由于所述天线10、所述匹配电路20和所述非相干包络检波电路30都是无源的，这样可以降低功耗。另外，所述除法运算电路40包及所述阈值比较电路50均包括低功耗元件，整个多天线解码电路在模拟电路中实现，避免使用大功率的数字器件，从而最大化地降低了功耗。

虽然已经参照特定实施例示出并描述了本发明，但是本领域的技术人员将理解：在不脱离由权利要求及其等同物限定的本发明的精神和范围的情况下，可在此进行形式和细节上的各种变化。