一种发射电路的制作方法

本发明涉及电路领域，尤其涉及一种发射电路。

背景技术

发射电路用于信号的发射，发射电路中可以包括用于驱动的放大电路。随着cmos工艺的沟道长度变小，无源混频器(passivemixer)由于功耗小，噪声性能好，发射电路中也可以包括无源混频器。发射电路可以应用于通信网络中的终端，例如手机。

在一些应用场景中，现有的发射电路的噪声有待降低。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题是降低发射电路的噪声。

为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种发射电路，包括：全差分共模环路、混频器以及驱动放大器；所述全差分共模环路的差分输出信号通过混频器进行混频后输入所述驱动放大器进行放大；所述全差分共模环路包括：主差分放大电路、误差放大器、共模电压取出电路以及噪声抑制电路；其中：所述主差分放大电路用于接收差分输入信号；所述共模电压取出电路，用于接入所述差分输出信号，以得到共模电压信号；所述误差放大器的第一输入端接入所述共模电压信号，所述误差放大器的第二输入端接入参考电压信号，所述误差放大器的输出端连接至所述主差分放大电路的共模输入端；所述噪声抑制电路与所述共模电压取出电路相并联，用于抑制所述共模电压取出电路以及所述误差放大器的噪声；其中，所述主差分放大电路根据所述共模输入端的信号对所述差分输入信号进行差分放大，以得到所述差分输出信号。

可选的，所述主差分放大电路包括第一输出端和第二输出端，以输出所述差分输出信号；所述噪声抑制电路包括第一电容和第二电容，所述第一电容连接于所述主差分放大电路的第一输出端以及所述误差放大器的第一输入端之间；所述第二电容连接于所述主差分放大电路的第二输出端以及所述误差放大器的第一输入端之间。

可选的，所述共模电压取出电路包括：第一电阻和第二电阻；所述主差分放大电路包括两个输出端，以输出所述差分输出信号；所述第一电阻的一端和第二电阻的一端分别连接至所述主差分放大电路的两个输出端，以接入所述差分输出信号；所述第一电阻的另一端和所述第二电阻的另一端相连接，并直接或间接地得到所述共模电压信号。

可选的，所述噪声抑制电路包括第一电容和第二电容，所述第一电容与所述第一电阻相并联，所述第二电容与所述第二电阻相并联。

可选的，所述共模电压取出电路还包括第三电阻，所述第三电阻的一端与所述第一电阻的另一端和所述第二电阻的另一端相连接，所述第三电阻的另一端输出所述共模电压信号。

可选的，所述噪声抑制电路包括第一电容和第二电容，所述第一电容的一端与所述第一电阻的一端相连接，所述第一电容的另一端与所述第三电阻的另一端相连接；所述第二电容的一端与所述第二电阻的一端相连接，所述第二电容的另一端与所述第三电阻的另一端相连接。

可选的，所述主差分放大电路为低通滤波电路。

可选的，所述主差分放大电路包括主差分放大器、第三电容和第四电容，所述第三电容连接在所述主差分放大器的负向输入端和正向输出端之间；所述第四电容连接在所述主差分放大器的正向输入端和负向输出端之间。

可选的，所述误差放大器的第一输入端为负向输入端，所述误差放大器的第二输入端为正向输入端。

可选的，所述驱动放大器包括：第一nmos管，所述第一nmos管的栅极通过第五电容接入第一混频信号，所述第一nmos管的源极接地，所述第一nmos管的漏极连接至第三nmos管的源极；第二nmos管，所述第二nmos管的栅极通过第六电容接入第二混频信号，所述第二nmos管的源极接地，所述第二nmos管的漏极连接至第四nmos管的源极；所述第三nmos管的漏极信号以及所述第四nmos管的漏极信号作为所述驱动放大器的输出信号，所述第一混频信号和所述第二混频信号为所述全差分共模环路的差分输出信号通过混频器进行混频后的信号。

与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：

在本发明实施例中，发射电路包括全差分共模环路、混频器、驱动放大器，全差分共模环路可以包括：主差分放大电路、误差放大器、共模电压取出电路以及噪声抑制电路，所述噪声抑制电路与所述共模电压取出电路相并联，用于抑制所述共模电压取出电路以及所述误差放大器的噪声。通常仅需全差分共模环路满足差模噪声足够小，即可达到低噪声要求，但在发射电路中包含混频器和驱动放大器时，主差分放大电路输出的共模噪声经过混频器后，会经过驱动放大器，由于驱动放大器的二阶非线性，共模噪声会转换为差模噪声，进而导致发射电路的噪声较大。在本发明实施例中，噪声抑制电路与共模电压取出电路相并联，可以抑制共模电压取出电路以及误差放大器的噪声，进而可以抑制全差分共模环路的共模噪声，并减少由共模噪声转换的差模噪声，进一步可以降低发射电路的噪声。

进一步，共模电压取出电路可以包括第一电阻、第二电阻和第三电阻，第一电阻的一端和第二电阻的一端分别连接至主差分放大电路的两个输出端，所述第一电阻的另一端和第二电阻的另一端相连接，连接至第三电阻的一端，第三电阻的另一端输出所述共模电压信号。相比于直接利用第一电阻和第二电阻实现共模电压取出电路，利用第一电阻、第二电阻和第三电阻共同实现电压取出电路，可以减少电阻面积。

附图说明

图1是本发明实施例中一种发射电路的结构示意图；

图2是本发明实施例中一种全差分共模环路的结构示意图；

图3示出了图2中全差分共模环路的简化等效电路；

图4是本发明实施例中一种驱动放大器的结构示意图。

具体实施方式

如背景技术中所述，现有的发射电路的噪声有待降低。

在本发明实施例中，发射电路包括全差分共模环路、混频器、驱动放大器，全差分共模环路可以包括：主差分放大电路、误差放大器、共模电压取出电路以及噪声抑制电路，所述噪声抑制电路与所述共模电压取出电路相并联，用于抑制所述共模电压取出电路以及所述误差放大器的噪声。

通常仅需全差分共模环路满足差模噪声足够小，即可达到低噪声要求，但在发射电路中包含混频器和驱动放大器时，主差分放大电路输出的共模噪声经过混频器后，会经过驱动放大器，由于驱动放大器的二阶非线性，共模噪声会转换为差模噪声，进而导致发射电路的噪声较大。由于在本发明实施例中，噪声抑制电路与共模电压取出电路相并联，用于抑制共模电压取出电路以及误差放大器的噪声，进而可以抑制全差分共模环路的共模噪声，减少由共模噪声转换的差模噪声，进一步可以降低发射电路的噪声。

为使本发明的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。

图1是本发明实施例中一种发射电路的结构示意图，包括全差分共模环路11、混频器以及驱动放大器12；所述全差分共模环路11的差分输出信号通过混频器12进行混频后输入所述驱动放大器13进行放大。

图2是本发明实施例中一种全差分共模环路的结构示意图，包括主差分放大电路21、误差放大器22、共模电压取出电路23以及噪声抑制电路24，其中：

主差分放大电路21可以接收差分输入信号，根据差分输入信号和共模输入端的输入信号对差分输入信号进行差分放大，得到差分输出信号；共模输入端的接入信号参见下文描述。

共模电压取出电路23可以接入差分输出信号，以得到共模电压信号，误差放大器22的第一输入端接入共模电压信号，误差放大器22的第二输入端接入参考电压信号，误差放大器22的输出端连接至主差分放大电路21的共模输入端。

噪声抑制电路24与共模电压取出电路23相并联，用于抑制共模电压取出电路23以及误差放大器22的噪声。

在具体实施中，主差分放大电路21可以包括第一输出端和第二输出端，以输出所述差分输出信号；所述噪声抑制电路24可以包括第一电容c1和第二电容c2，所述第一电容c1连接于所述主差分放大电路的第一输出端以及所述误差放大器22的第一输入端之间；所述第二电容c2连接于所述主差分放大电路21的第二输出端以及所述误差放大器22的第一输入端之间。

主差分放大电路21的第一输出端可以是正向输出端或者是负向输出端，误差放大器22的第一输入端可以是如图所示的负向输入端，正向输入端可以输入参考电压信号。

所述共模电压取出电路23可以包括：第一电阻r1和第二电阻r2；所述主差分放大电路21包括两个输出端，以输出所述差分输出信号；所述第一电阻r1的一端和第二电阻r2的一端分别连接至所述主差分放大电路的两个输出端，以接入所述差分输出信号；所述第一电阻r1的另一端和所述第二电阻的r2另一端相连接，并直接或间接地得到所述共模电压信号。

所述第一电阻r1的另一端可以和所述第二电阻r2的另一端相连接，直接连接至误差放大器22的第一输入端，或者也可以如图2中所示，通过电阻r3连接至误差放大器22的第一输入端。

当所述第一电阻r1的另一端可以和所述第二电阻r2的另一端相连接，直接连接至误差放大器22的第一输入端时，第一电容c1可以与第一电阻r1相并联，第二电容c2可以与第二电阻r2并联。

当所述第一电阻r1的另一端可以和所述第二电阻r2的另一端相连接，通过第三电阻r3连接至误差放大器22的第一输入端时，如图2所示：

所述第一电容c1的一端可以与所述第一电阻r1的一端相连接，所述第一电容c1的另一端可以与所述第三电阻r3的另一端相连接，共同连接至误差放大器22的第一输入端；

所述第二电容c2的一端可以与所述第二电阻r2的一端相连接，所述第二电容c2的另一端可以与所述第三电阻r3的另一端相连接,共同连接至误差放大器22的第一输入端。

通过添加第三电阻r3，相比于将所述第一电阻r1的另一端可以和所述第二电阻r2的另一端相连接，直接连接至误差放大器22的第一输入端，可以节省电阻面积。此时共模电阻rcm＝r1//r2+r3，若仅利用第一电阻r1和第二电阻r2实现同样大小的共模电阻，第一电阻r1和第二电阻r2的阻值均需较大，所需要的电路面积也较大。通过串联电阻r3，利用较小的r3，即可实现相同大小的共模电阻，可以节省电路面积。

为了进一步对本发明实施例的有益效果进行说明，图3示出了图2中全差分共模环路的简化等效电路，以下结合图1至图3进行说明。

主差分放大电路11输出的噪声经过混频器12混频后，一部分乘以系数后直接输出，另一部分被搬移到频率2*flo后输出，频率flo与混频器的参数相关，进一步与载波频率相关。

混频器12输出的主要共模电压噪声vn2(t)可以表示为：

vn2(t)＝1/2*vn1(t)+2/π*cos(2ωlot)*vn1(t)(1)

其中，vn1(t)为主差分放大电路11输出的电压噪声，ωlo＝2π*flo。

主差分放大电路11的两路输出可以分别表示为：

vop_lpf＝abb/2*cos(ωbbt)+vn1(t)(2)

von_lpf＝-abb/2*cos(ωbbt)+vn1(t)(3)

abb为主差分放大电路的放大系数、abb、ωbb的具体数值与主差分放大电路11的特性相关。

混频器12输出的共模噪声经过驱动放大器13后，由于驱动放大器13的二阶非线性，会被转换为差模噪声，进一步会造成输出的源端噪声。假设驱动放大器13的两个输入端的输入信号分别：vin(t)/2，-vin(t)/2，则驱动放大器13的两路输出电流可以表示为：

ion(t)＝ɑ1*(vin(t)/2+vn2(t))+ɑ2*(vin(t)/2+vn2(t))²+……(4)

iop(t)＝ɑ1*(-vin(t)/2+vn2(t))+ɑ2*(-vin(t)/2+vn2(t))²+……(5)

其中，vin(t)可以标示为acos((ωlo+ωbb)t)，a、ɑ1、ɑ2为系数。驱动放大器13的总的输出电流可以表示为：

io(t)＝ion(t)-iop(t)＝ɑ1*vin(t)+2*ɑ2*vin(t)*vn2(t)+……(6)

驱动放大器13的输出电压可以表示为：

vin(t)*vn2(t)＝acos((ωlo+ωbb)t)*[1/2*vn1(t)+2/π*cos(ωlot)*vn1(t)]

＝acos((ωlo+ωbb)t)*1/2*vn1(t)+acos((ωlo+ωbb)t)*2/π*cos(2ωlot)*vn1(t)(7)

公式(4)和公式(5)中均省略了三次及以上的谐波项。通过公式(7)可以看出，vn2(t)的基带共模噪声会被vin(t)搬移到(flo+fbb)附近，vn2(t)的2flo分量被vin(t)搬移到(flo-fbb)附近，这两个频点都在载波附近，因此全差分共模环路的共模噪声会贡献最终的远端噪声。

图3中等效共模电阻rcm＝r1//r2+r3，噪声抑制电路的等效电容ccm＝c1+c2，vnr为共模电压取出电路23的电阻的电压热噪声，vne为误差放大器22的等效输入噪声,cpe为误差放大器22等效输入电容。假设误差放大器22与主差分放大电路21级联的传递函数为-a(jω),则根据基尔霍夫电压定律得到：

vi(jω)*(-a(jω))＝vo(jω)(8)

(vi(jω)+vne)*(jωcpe)＝

(vo(jω)-vi(jω)-vne)*(jωccm)+(vo(jω)-vi(jω)-vne-vnr)/rcm(9)

其中，vi(jω)为误差放大器22的等效输入电压，vo(jω)为主差分放大电路21的输出电压。

根据公式(8)和公式(9)可以推导出：

若级联a(jω)在电路的正常工作频率处的增益足够大，则公式(10)可以简化为：

(jω*rcm*ccm+1)*vo(jω)＝

vnr+(jω*rcm*ccm+jω*rcm*cpe+1)*vne(11)

对公式11进行整理可以得到：

由公式(12)可以看出，随着输出频率ω的增加，vnr等效到输出的噪声减小，且ccm越大，vne贡献的噪声越小。上述公式中符号*均表示相乘。

为了更直观的验证本发明实施例中的共模噪声抑制的效果，表1给出了在误差放大器尺寸与消耗电流相同的情况下，不设置或部分设置c1、c2、r3的共模电压噪声的对比情况。

表1

可以看出，在上述取值的情况下，本发明实施例中的技术方案的共模噪声得到有效的抑制。电阻r3的设置也可以抑制共模噪声。

在本发明的具体实施中，c1和c2的取值的可以在1pf至20pf之间，电阻r1和r2的阻值可以相等，电阻r3的阻值大于r1和r2的阻值，可以是电阻r1和r2阻值的5至10倍。

本领域技术人员可以理解的是，共模取出电路以及噪声抑制电路的具体实现不限于上述方式。

在具体实施中，主差分放大电路可以是低通滤波电路，例如图2中所示，可以包括主差分放大器211、第三电容c3、以及第四电容c4，所述第三电容c3连接在所述主差分放大器的负向输入端和正向输出端之间；所述第四电容c4连接在所述主差分放大器的正向输入端和负向输出端之间。

参见图4，图1中驱动放大器13可以包括：第一nmos管nm1，所述第一nmos管nm1的栅极通过第五电容c5接入第一混频信号，所述第一nmos管nm1的源极接地，所述第一nmos管nm1的漏极连接至第三nmos管nm3的源极；

第二nmos管nm2，所述第二nmos管nm2的栅极通过第六电容c6接入第二混频信号，所述第二nmos管nm2的源极接地，所述第二nmos管nm2的漏极连接至第四nmos管nm4的源极；

所述第三nmos管nm3的漏极信号以及所述第四nmos管nm4的漏极信号作为所述驱动放大器的输出信号，所述第一混频信号和所述第二混频信号为所述全差分共模环路的差分输出信号通过混频器进行混频后的信号。

在本发明实施例中，发射电路包括全差分共模环路、混频器、驱动放大器，全差分共模环路可以包括：主差分放大电路、误差放大器、共模电压取出电路以及噪声抑制电路，所述噪声抑制电路与所述共模电压取出电路相并联，用于抑制所述共模电压取出电路以及所述误差放大器的噪声。通常仅需全差分共模环路满足差模噪声足够小，即可达到低噪声要求，但在发射电路中包含混频器和驱动放大器时，主差分放大电路输出的共模噪声经过混频器后，会经过驱动放大器，由于驱动放大器的二阶非线性，共模噪声会转换为差模噪声，进而导致发射电路的噪声较大。由于在本发明实施例中，噪声抑制电路与共模电压取出电路相并联，用于抑制共模电压取出电路以及误差放大器的噪声，进而可以抑制全差分共模环路的共模噪声，减少由共模噪声转换的差模噪声，进一步可以降低发射电路的噪声。

虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。