一种同相分量正交分量失配补偿装置及方法与流程

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种同相分量正交分量失配补偿装置及方法。

背景技术：

在直接上下变频的正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)通信系统中，模拟射频电路相对于传统的中频射频电路得到了很大程度的简化，但同时芯片制造工艺的偏差对系统造成的影响也被放大，同相(in-phase)分量正交(quadrate)分量失配现象即是其中一种对系统性能影响较大的干扰项，它的本质是同时传输的iq(in-phasequadrate，iq)两路信号，其幅度不一致，其相位不严格满足90度正交关系。

图1是现有的发射机和接收机结构示意图，如图1所示，iq失配的产生主要源于两种模拟器件，其一是模拟基带电路中iq两路低通滤波器，它主要引入随频率变化的iq失配，其二是混频器，它主要引入常数型iq失配，且失配程度往往高于低通滤波器所引入的失配。

相关技术中提出了在时域上对上述两种类型的失配进行补偿，其中发射侧的补偿如图2所示，它是补偿器c、补偿器b以及补偿器a级联而成；接收侧的补偿器如图3所示，它是由补偿器b、补偿器a以及补偿器c级联而成。

补偿器a的结构如图4所示，它主要补偿随频率变化的角度失配。它是由iq两路有限长单位冲激响应滤波器(finiteimpulseresponse，fir)以及相应的延迟器组成的，延迟器的延迟时间与fir滤波器的延迟时间相同，图4中的fir滤波器1和fir滤波器2是两个相同的滤波器；

补偿器b的结构如图5所示，它主要补偿幅度失配，不论是常数型的还是随频率变化的，均使用该补偿器进行补偿，其中q(quadrate)路是一个fir滤波器；i(in-phase)路进行相应延迟，延迟时间与q路滤波器的延迟时间相同；

补偿器c的结构如图6所示，它主要补偿常数型角度失配，它是由乘法器和加法器组成的，其中乘法器的系数pdc就是测量得到的角度失配值。

接收侧abc三个补偿器的结构设计可以与发送侧的3个补偿器一致，但补偿系数方面，比如滤波器的抽头系数以及补偿器c的单一系数，在发送侧和接收侧要根据发送侧和接收侧的实际测量情况各自决定。

现有技术的幅度失配补偿器b存在以下3个问题：

(1)由于是单纯q路补偿，当补偿前q路信号较接近数字模拟转换器(digitaltoanalogconverter，dac)的满幅度，且q路滤波器的中心补偿抽头大于1时，会造成q路信号在dac处的溢出；

iq失配的根源在于数字电路后面的模拟电路，即dac后面的电路，而发射侧数字电路是在没有失配的情况之下就预先把补偿加上去(也叫预补偿)，然后送入有失配的模拟电路。所以，当数字电路预补偿前，它看到的iq两路的幅度是一致的，没有失配的。q路在幅度上小于i路才会补偿大于1的值，但这并不意味着q路在补偿后也不会溢出。

(2)滤波器的补偿幅度直接补偿在q路，由于问题(1)的存在，需要在输入dac之前加衰减器，但滤波器的幅度补偿值可能很大，如果需要补偿的幅度是较大的值如1.2甚至更大，为防止q路溢出，q路上衰减器需要进行0.83倍衰减，同时为了不人为造成iq失配，i路也要衰减相同的值，这样对于q路来说是恢复为补偿前的幅度，而i路信号则衰减为补偿前的0.83倍，即信号功率降低，信噪比降低，信号质量下降；

(3)滤波器抽头的绝对值最小为0，最大会超过1，在硬件实现时为了保证滤波精度，需要使用较长的位宽来表示该抽头，增加了硬件开销。

上述3个问题中，第(1)和第(2)个问题只与发送侧补偿机制相关，第(3)个问题对发送侧和接收侧都有影响。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种同相分量正交分量失配补偿装置及方法，能够减少i/q单路信号的幅度补偿增益，进而减少q路溢出的机会并减少q路幅度补偿过大的情况。

为了达到本发明目的，本发明实施例的技术方案是这样实现的：

本发明实施例提供了一种同相分量正交分量失配补偿装置，包括第一同相幅度补偿单元和第一正交幅度补偿单元，其中：

第一同相幅度补偿单元包括第一滤波单元和第一延迟单元，用于将同相分量通过第一延迟单元输出的信号和将同相分量通过第一滤波单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

第一正交幅度补偿单元包括第二滤波单元和第二延迟单元，用于将正交分量通过第二滤波单元输出的信号和将正交分量通过第二延迟单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第一滤波单元和第二滤波单元的结构相同，所述第一延迟单元、第二延迟单元、第一滤波单元和第二滤波单元的延迟时间均相同。

进一步地，所述第一滤波单元和第二滤波单元均为有限长单位冲激响应滤波器，所述第一延迟单元和第二延迟单元均为延迟器。

进一步地，所述第一滤波单元和所述第二滤波单元的抽头总数均为x，所述x为奇数且(x+3)/4为整数，则抽头c((x+1)/2-2(m-1))和抽头c((x+1)/2+2(m-1))的抽头系数均为h(m)，且

其中，m为1至m之间的自然数，m＝(x+3)/4，n为发射侧或接收侧的失配估计器在0至b/2带宽范围内进行失配值估计的测量频点数，b为同相分量和正交分量两路的复数信号的带宽，g(w)为0～b/2带宽范围内的频点w对应的同相分量和正交分量的幅度差值的1/2；

抽头c(2x)的抽头系数为0，x为1至(x-1)/2之间的自然数。

进一步地，如果所述同相分量和所述正交分量为发射信号，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括发射同相常数角度补偿单元和发射正交常数角度补偿单元，其中：

发射同相常数角度补偿单元包括第一乘法单元，用于将所述正交分量通过第一乘法单元输出的信号和同相分量相加，得到常数角度补偿的同相分量；

发射正交常数角度补偿单元包括第二乘法单元，用于将所述同相分量通过第二乘法单元输出的信号和正交分量相加，得到常数角度补偿的正交分量；

所述第一乘法单元和第二乘法单元的系数相同，且为发射侧的失配估计器测量的一个频点的角度失配值。

进一步地，如果所述同相分量和正交分量为发射信号，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括发射同相变化角度补偿单元和发射正交变化角度补偿单元，其中：

发射同相变化角度补偿单元包括第三滤波单元和第三延迟单元，用于将所述同相分量通过第三延迟单元输出的信号和同相分量通过第三滤波单元输出的信号相加，得到变化角度补偿的同相分量；

发射正交变化角度补偿单元包括第四滤波单元和第四延迟单元，用于将所述正交分量通过第四延迟单元输出的信号和正交分量通过第四滤波单元输出的信号相减，得到变化角度补偿的正交分量；

所述第三滤波单元、第四滤波单元、第一滤波单元和第二滤波单元的结构均相同；所述第三延迟单元、第四延迟单元、第一延迟单元和第二延迟单元的延迟时间均相同。

进一步地，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括第一衰减单元，用于对所述变化角度补偿的同相分量和所述变化角度补偿的正交分量进行衰减，衰减系数α为1/(1+h1)，h1为m＝1时的抽头系数。

进一步地，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括第二衰减单元，用于对所述变化角度补偿的同相分量和所述变化角度补偿的正交分量进行衰减，衰减系数α的计算方法为：

当h1＝0时，α＝0.9844；

当0<h1≤0.07813时，α＝1-h1；

当0.07813<h1≤0.1563时，α＝1.016-h1；

当0.1563<h1≤0.2031时，α＝1.031-h1；

当0.2031<h1≤0.25时，α＝1.047-h1；

当0.25<h1≤0.2969时，α＝1.063-h1；其中，h1为m＝1时的抽头系数。

进一步地，如果所述同相分量和所述正交分量为接收信号，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括接收同相变化角度补偿单元和接收正交变化角度补偿单元，其中：

接收同相变化角度补偿单元包括第五延迟单元和第五滤波单元，用于将同相分量通过第五延迟单元输出的信号和同相分量通过第五滤波单元输出的信号相加，得到变化角度补偿的同相分量；

接收正交变化角度补偿单元包括第六延迟单元和第六滤波单元，用于将正交分量通过第六延迟单元输出的信号和正交分量通过第六滤波单元输出的信号相减，得到变化角度补偿的正交分量；

所述第五滤波单元、第六滤波单元、第一滤波单元和第二滤波单元的结构均相同；所述第五延迟单元、第六延迟单元、第一延迟单元和第二延迟单元的延迟时间均相同。

进一步地，如果所述同相分量和所述正交分量为接收信号，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括接收同相常数角度补偿单元和接收正交常数角度补偿单元，其中：

接收同相常数角度补偿单元包括第三乘法单元，用于将正交分量通过第三乘法单元输出的信号和同相分量相加，得到常数角度补偿的同相分量；

接收正交常数角度补偿单元包括第四乘法单元，用于将同相分量通过第四乘法单元输出的信号和正交分量相加，得到常数角度补偿的正交分量；

所述第三乘法单元和第四乘法单元的系数相同，且为接收侧的失配估计器测量的一个频点的角度失配值。

进一步地，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括比较单元、第二同相幅度补偿单元和第二正交幅度补偿单元，其中：

所述比较单元，用于预先通过失配估计器分别测量第一频点和第二频点的同相分量和正交分量的幅度失配值，并将第一频点和第二频点的幅度失配值的差值与预先设置的幅度失配差值阈值进行比较，如果大于预先设置的幅度失配差值阈值，则通过所述第一同相幅度补偿单元和所述第一正交幅度补偿单元对同相分量和正交分量进行滤波器型幅度补偿；如果小于或等于预先设置的幅度失配差值阈值，则通过第二同相幅度补偿单元和第二正交幅度补偿单元对同相分量和正交分量进行常数型幅度补偿；

第二同相幅度补偿单元包括第五乘法单元，用于将同相分量和同相分量通过第五乘法单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

第二正交幅度补偿单元包括第六乘法单元，用于将正交分量和正交分量通过第六乘法单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第五乘法单元和第六乘法单元的系数相同，且为发射侧或接收侧的失配估计器测量的一个频点的同相分量和正交分量的幅度差值的1/2。

本发明实施例还提供了一种同相分量正交分量失配补偿方法，包括：

将同相分量通过第一延迟单元输出的信号和将同相分量通过第一滤波单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

将正交分量通过第二滤波单元输出的信号和将正交分量通过第二延迟单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第一滤波单元和第二滤波单元的结构相同，所述第一延迟单元、第二延迟单元、第一滤波单元和第二滤波单元的延迟时间相同。

进一步地，所述方法之前还包括：

预先通过失配估计器分别测量第一频点和第二频点的同相分量和正交分量的幅度失配值，并将第一频点和第二频点的幅度失配值的差值与预先设置的幅度失配差值阈值进行比较；

如果大于预先设置的幅度失配差值阈值，则对同相分量和正交分量进行包含如前所述的步骤的滤波器型幅度补偿；

如果小于或等于预先设置的幅度失配差值阈值，则对同相分量和正交分量进行常数型幅度补偿；

所述常数型幅度补偿包括：

将同相分量和同相分量通过第五乘法单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

将正交分量和正交分量通过第六乘法单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第五乘法单元和第六乘法单元的系数相同，且为发射侧或接收侧的失配估计器测量的一个频点的同相分量和正交分量的幅度差值的1/2。

本发明的技术方案，具有如下有益效果：

本发明提供的同相分量正交分量失配补偿装置及方法，通过使用滤波单元对i路信号和q路信号的幅度失配同时进行补偿，减少了i/q单路信号的幅度补偿增益，既达到了幅度补偿的效果，又减少了发送侧dac溢出的机会，进而减少了当q路幅度补偿太大时，加上衰减器导致i路信号下降的情况；同时本发明减小了滤波器抽头的数据范围，使用同样的硬件资源，本发明所得到的抽头精度和滤波效果高于现有技术，且在保持相同精度的前提下，本发明的硬件资源更少；

进一步地，为防止dac溢出，在dac之前使用衰减单元，既防止了dac溢出，又减少了实际衰减，从而保留了更多的信号功率，衰减系数的计算通过将除法运算转换为减法运算，减少了硬件开销。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为相关技术中的发射机和接收机的结构示意图；

图2为相关技术中的发射侧补偿器级联结构示意图；

图3为相关技术中的接收侧补偿器级联结构示意图；

图4为相关技术中的补偿器a的结构示意图；

图5为相关技术中的补偿器b的结构示意图；

图6为相关技术中的补偿器c的结构示意图；

图7为本发明实施例的滤波器型补偿器b的结构示意图；

图8为本发明实施例的滤波器型补偿器b中的9抽头滤波器的结构示意图；

图9为本发明实施例的发射侧补偿器和衰减器连接结构示意图；

图10为本发明实施例的衰减系数α与抽头系数h1的关系示意图，其中，横坐标为衰减系数α，纵坐标为衰减系数α与抽头系数h1的和；

图11为本发明实施例的常数型补偿器b的结构示意图；

图12为相关技术中的iq失配估计过程和校准过程流程示意图；

图13为相关技术中的iq校准模式下接收和发送电路的结构示意图；

图14为相关技术中的单个频点的失配值测量流程示意图；

图15为本发明实施例的补偿器a中的滤波器的结构示意图；

图16为相关技术中的正常通信模式下接收和发送电路的结构示意图；

图17为使用本发明的误差向量幅度(errorvectormagnitude，evm)补偿效果示意图；

图18为对应的无补偿器的evm通信效果示意图；

图19为本发明实施例的滤波器型补偿器b中的13抽头滤波器的结构示意图；

图20为本发明实施例的40mhz带宽内高低频点幅度失配值的第一曲线示意图；

图21为本发明实施例的抽头与抽头系数h1的关系示意图，其中，横坐标为抽头数，纵坐标为抽头系数h1；

图22为本发明实施例的40mhz带宽内高低频点幅度失配值的第二曲线示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文中将结合附图对本发明的实施例进行详细说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。

如图7所示，根据本发明的一种同相分量正交分量失配补偿装置，包括第一同相幅度补偿单元和第一正交幅度补偿单元，其中：

第一同相幅度补偿单元包括第一滤波单元和第一延迟单元，用于将同相分量通过第一延迟单元输出的信号和将同相分量通过第一滤波单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

第一正交幅度补偿单元包括第二滤波单元和第二延迟单元，用于将正交分量通过第二滤波单元输出的信号和将正交分量通过第二延迟单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第一滤波单元和第二滤波单元的结构相同，所述第一延迟单元、第二延迟单元、第一滤波单元和第二滤波单元的延迟时间相同。

需要说明的是，本发明所述的第一滤波单元和第二滤波单元可以通过fir滤波器硬件实现，也可以通过相应的软件功能模块实现。本发明所述的第一延迟单元和第二延迟单元可以通过延迟器硬件实现，也可以通过相应的软件功能模块实现。后文所述的滤波单元、延迟单元和衰减单元均既可以通过硬件实现，也可以通过软件实现。

进一步地，如图8所示，所述第一滤波单元和所述第二滤波单元的抽头总数均为x，所述x为奇数且(x+3)/4为整数，则抽头c((x+1)/2-2(m-1))和抽头c((x+1)/2+2(m-1))的抽头系数均为h(m)，且

其中，m为1至m之间的自然数，m＝(x+3)/4，n为发射侧或接收侧的失配估计器在0至b/2带宽范围内进行失配值估计的测量频点数，b为同相分量和正交分量两路的复数信号的带宽，g(w)为0～b/2带宽范围内的频点w对应的同相分量和正交分量的幅度差值的1/2；

抽头c(2x)的抽头系数为0，x为1至(x-1)/2之间的自然数。

进一步地，如图9和图6所示，如果所述同相分量和正交分量为发射信号，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括发射同相常数角度补偿单元和发射正交常数角度补偿单元，其中：

发射同相常数角度补偿单元包括第一乘法单元，用于将正交分量通过第一乘法单元输出的信号和同相分量相加，得到常数角度补偿的同相分量；

发射正交常数角度补偿单元包括第二乘法单元，用于将同相分量通过第二乘法单元输出的信号和正交分量相加，得到常数角度补偿的正交分量；

所述第一乘法单元和第二乘法单元的系数相同，且为发射侧的失配估计器测量的一个频点的角度失配值。

进一步地，如图9和图4所示，如果所述同相分量和正交分量为发射信号，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括发射同相变化角度补偿单元和发射正交变化角度补偿单元，其中：

发射同相变化角度补偿单元包括第三滤波单元和第三延迟单元，用于将同相分量通过第三延迟单元输出的信号和同相分量通过第三滤波单元输出的信号相加，得到变化角度补偿的同相分量；

发射正交变化角度补偿单元包括第四滤波单元和第四延迟单元，用于将正交分量通过第四延迟单元输出的信号和正交分量通过第四滤波单元输出的信号相减，得到变化角度补偿的正交分量；

所述第三滤波单元、第四滤波单元、第一滤波单元和第二滤波单元的结构均相同；所述第三延迟单元、第四延迟单元、第一延迟单元和第二延迟单元的延迟时间均相同。

进一步地，如图9所示，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括第一衰减单元，用于对变化角度补偿的同相分量和变化角度补偿的正交分量进行衰减，衰减系数α为1/(1+h1)，h1为m＝1时的抽头系数。

进一步地，如图10所示，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括第二衰减单元，用于对变化角度补偿的同相分量和变化角度补偿的正交分量进行衰减，衰减系数α的计算方法为：

当h1＝0时，α＝0.9844；

当0<h1≤0.07813时，α＝1-h1；

当0.07813<h1≤0.1563时，α＝1.016-h1；

当0.1563<h1≤0.2031时，α＝1.031-h1；

当0.2031<h1≤0.25时，α＝1.047-h1；

当0.25<h1≤0.2969时，α＝1.063-h1；其中，h1为m＝1时的抽头系数。

进一步地，如果所述同相分量和正交分量为接收信号，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括接收同相变化角度补偿单元和接收正交变化角度补偿单元，其中：

接收同相变化角度补偿单元包括第五延迟单元和第五滤波单元，用于将同相分量通过第五延迟单元输出的信号和同相分量通过第五滤波单元输出的信号相加，得到变化角度补偿的同相分量；

接收正交变化角度补偿单元包括第六延迟单元和第六滤波单元，用于将正交分量通过第六延迟单元输出的信号和正交分量通过第六滤波单元输出的信号相减，得到变化角度补偿的正交分量；

所述第五滤波单元、第六滤波单元、第一滤波单元和第二滤波单元的结构均相同；所述第五延迟单元、第六延迟单元、第一延迟单元和第二延迟单元的延迟时间均相同。

进一步地，如果所述同相分量和正交分量为接收信号，所述同相分量正交分量失配补偿装置还包括接收同相常数角度补偿单元和接收正交常数角度补偿单元，其中：

接收同相常数角度补偿单元包括第三乘法单元，用于将正交分量通过第三乘法单元输出的信号和同相分量相加，得到常数角度补偿的同相分量；

接收正交常数角度补偿单元包括第四乘法单元，用于将同相分量通过第四乘法单元输出的信号和正交分量相加，得到常数角度补偿的正交分量；

所述第三乘法单元和第四乘法单元的系数相同，且为接收侧的失配估计器测量的一个频点的角度失配值。

进一步地，如图11所示，本发明实施例还提供了一种同相分量正交分量失配补偿装置，包括第二同相幅度补偿单元和第二正交幅度补偿单元，其中：

第二同相幅度补偿单元包括第五乘法单元，用于将同相分量和同相分量通过第五乘法单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

第二正交幅度补偿单元包括第六乘法单元，用于将正交分量和正交分量通过第六乘法单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第五乘法单元和第六乘法单元的系数相同，且为发射侧或接收侧的失配估计器测量的一个频点的同相分量和正交分量的幅度差值的1/2。

进一步地，本发明实施例还提供了一种同相分量正交分量失配补偿装置，包括比较单元、第一同相幅度补偿单元、第一正交幅度补偿单元、第二同相幅度补偿单元和第二正交幅度补偿单元，其中：

所述比较单元，用于预先通过失配估计器分别测量第一频点和第二频点的同相分量和正交分量的幅度失配值，并将第一频点和第二频点的幅度失配值的差值与预先设置的幅度失配差值阈值进行比较，如果大于预先设置的幅度失配差值阈值，则通过第一同相幅度补偿单元和第一正交幅度补偿单元对同相分量和正交分量进行滤波器型幅度补偿；如果小于或等于预先设置的幅度失配差值阈值，则通过第二同相幅度补偿单元和第二正交幅度补偿单元对同相分量和正交分量进行常数型幅度补偿；

所述第一同相幅度补偿单元、第一正交幅度补偿单元、第二同相幅度补偿单元和第二正交幅度补偿单元的结构如前文所述，此处不再赘述。

需要说明的是，在实际使用过程中，根据电路实现的分辨率预先设置所述幅度失配差值阈值的大小，一般为0.1db，对应的幅度失配值g(w)约为0.006左右。电路在硬件资源有限的情况下不可能具有无限精度，0.1db接近硬件电路对幅度失配测量的精度，即更低的精度硬件将无法测量准确。

如图7和图8所示，根据本发明的一种同相分量正交分量失配补偿方法，包括如下步骤：

将同相分量通过第一延迟单元输出的信号和将同相分量通过第一滤波单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

将正交分量通过第二滤波单元输出的信号和将正交分量通过第二延迟单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第一滤波单元和第二滤波单元的结构相同，所述第一延迟单元、第二延迟单元、第一滤波单元和第二滤波单元的延迟时间相同。

进一步地，设第一滤波单元和第二滤波单元的抽头总数为x，所述x为奇数且(x+3)/4为整数，则抽头c((x+1)/2-2(m-1))和抽头c((x+1)/2+2(m-1))的抽头系数均为h(m)，且

其中，m为1至m之间的自然数，m＝(x+3)/4，n为发射侧或接收侧的失配估计器在0至b/2带宽范围内进行失配值估计的测量频点数，b为同相分量和正交分量两路的复数信号的带宽，g(w)为0～b/2带宽范围内的频点w对应的同相分量和正交分量的幅度差值的1/2；

抽头c(2x)的抽头系数为0，x为1至(x-1)/2之间的自然数。

进一步地，如图9和图6所示，如果所述同相分量和正交分量为发射信号，所述同相分量正交分量失配补偿方法之前还包括：

将同相分量通过第一乘法单元输出的信号和正交分量相加，得到常数角度补偿的正交分量；

将正交分量通过第二乘法单元输出的信号和同相分量相加，得到常数角度补偿的同相分量；

所述第一乘法单元和第二乘法单元的系数相同，且为发射侧的失配估计器测量的一个频点的角度失配值。

进一步地，如图9和图4所示，如果所述同相分量和正交分量为发射信号，所述同相分量正交分量失配补偿方法之后还包括：

将同相分量通过第三延迟单元输出的信号和同相分量通过第三滤波单元输出的信号相加，得到变化角度补偿的同相分量；

将正交分量通过第四延迟单元输出的信号和正交分量通过第四滤波单元输出的信号相减，得到变化角度补偿的正交分量；

所述第三滤波单元、第四滤波单元、第一滤波单元和第二滤波单元的结构均相同；所述第三延迟单元、第四延迟单元、第一延迟单元和第二延迟单元的延迟时间均相同。

进一步地，如图9所示，对变化角度补偿的同相分量和变化角度补偿的正交分量进行衰减，衰减系数α为1/(1+h1)，h1为m＝1时的抽头系数。

进一步地，如图10所示，对变化角度补偿的同相分量和变化角度补偿的正交分量进行衰减，衰减系数α的计算方法如下：

当h1＝0时，α＝0.9844

当0<h1≤0.07813时，α＝1-h1；

当0.07813<h1≤0.1563时，α＝1.016-h1；

当0.1563<h1≤0.2031时，α＝1.031-h1；

当0.2031<h1≤0.25时，α＝1.047-h1；

当0.25<h1≤0.2969时，α＝1.063-h1；h1为m＝1时的抽头系数。

进一步地，如果所述同相分量和正交分量为接收信号，所述同相分量正交分量失配补偿方法之后还包括：

将同相分量通过第五延迟单元输出的信号和同相分量通过第五滤波单元输出的信号相加，得到变化角度补偿的同相分量；

将正交分量通过第六延迟单元输出的信号和正交分量通过第六滤波单元输出的信号相减，得到变化角度补偿的正交分量；

所述第五滤波单元、第六滤波单元、第一滤波单元和第二滤波单元的结构均相同；所述第五延迟单元、第六延迟单元、第一延迟单元和第二延迟单元的延迟时间均相同。

进一步地，如果所述同相分量和正交分量为接收信号，所述同相分量正交分量失配补偿方法之后还包括：

将正交分量通过第三乘法单元输出的信号和同相分量相加，得到常数角度补偿的同相分量；

将同相分量通过第四乘法单元输出的信号和正交分量相加，得到常数角度补偿的正交分量；

所述第三乘法单元和第四乘法单元的系数相同，且为接收侧的失配估计器测量的一个频点的角度失配值。

进一步地，如图11所示，本发明实施例还提供了一种同相分量正交分量失配补偿方法，包括：

将同相分量和同相分量通过第五乘法单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

将正交分量和正交分量通过第六乘法单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第五乘法单元和第六乘法单元的系数相同，且为发射侧或接收侧的失配估计器测量的一个频点的同相分量和正交分量的幅度差值的1/2。

进一步地，本发明实施例还提供了一种同相分量正交分量失配补偿方法，包括：

预先通过失配估计器分别测量第一频点和第二频点的同相分量和正交分量的幅度失配值，并将第一频点和第二频点的幅度失配值的差值与预先设置的幅度失配差值阈值进行比较，如果大于预先设置的幅度失配差值阈值，则对同相分量和正交分量进行滤波器型幅度补偿；如果小于或等于预先设置的幅度失配差值阈值，则对同相分量和正交分量进行常数型幅度补偿；

所述滤波器型幅度补偿包括：

将同相分量通过第一延迟单元输出的信号和将同相分量通过第一滤波单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

将正交分量通过第二滤波单元输出的信号和将正交分量通过第二延迟单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第一滤波单元和第二滤波单元的结构相同，所述第一延迟单元、第二延迟单元、第一滤波单元和第二滤波单元的延迟时间相同；

所述常数型幅度补偿包括：

将同相分量和同相分量通过第五乘法单元输出的信号相减，得到幅度补偿后的同相分量；

将正交分量和正交分量通过第六乘法单元输出的信号相加，得到幅度补偿后的正交分量；

所述第五乘法单元和第六乘法单元的系数相同，且为发射侧或接收侧的失配估计器测量的一个频点的同相分量和正交分量的幅度差值的1/2。

需要说明的是，在实际使用过程中，根据电路实现的分辨率预先设置所述幅度失配差值阈值的大小，一般为0.1db，对应的幅度失配值g(w)约为0.006左右。电路在硬件资源有限的情况下不可能具有无限精度，0.1db接近硬件电路对幅度失配测量的精度，即更低的精度硬件将无法测量准确。

本发明实施例还提供了几个优选的实施例对本发明进行进一步解释，但是值得注意的是，该优选实施例只是为了更好的描述本发明，并不构成对本发明不当的限定。下面的各个实施例可以独立存在，且不同实施例中的技术特点可以组合在一个实施例中联合使用。

优选实施例1

上述对补偿器b的改进，既适用于现有方案中发送侧的补偿器b位置，也适用于接收侧的补偿器b的位置。其中，补偿器b中的滤波器的结构为传统的fir滤波器结构，与现有技术相同。例如，当抽头数为9时，9抽头滤波器中只有5个抽头是非0的，5个抽头中只有3个是不重复的，即h1～h3，其中，h2被2个抽头共用，h3被2个抽头共用。需要强调的是，上述9抽头仅为一例。本发明在此基础上对该滤波器设计方法进行了一般化的数学描述。为方便表述，本方案约定如下表示方式：设滤波器的抽头总数为x，它一定是奇数，并满足条件“(x+3)/4为整数”；任意一个抽头表示为c(x)，其中x为1至x之间的自然数，x个抽头中，非0的抽头有(x+1)/2个，它们分别是[c(1)，c(3)，….，c((x+1)/2)，….，c(x-2)，c(x)]，每个抽头都有自己的系数，但只有抽头c((x+1)/2)的系数是不重复的，其他抽头系数都以c((x+1)/2)为中心对称重复，例如：c(1)＝c(x),c(3)＝c(x-2)，以此类推。上述规律说明抽头系数是有重复的，将重复的合并后，其个数为m＝(x+3)/4，方案中以h(m)表示任意一个抽头系数，其中m为1至m之间的自然数，并约定h1为抽头c((x+1)/2)的系数，由于x是奇数，因而h(1)仅对c((x+1)/2)有用，h2为抽头c((x+1)/2-2)和c((x+1)/2+2)的公共系数，以此类推，h(m)为c(1)和c(x)的公共系数。可概括为：h(m)为c((x+1)/2-2(m-1))和c((x+1)/2+2(m-1))的公共系数，且：

上述计算式成立的前提条件是该iq补偿模块的时钟频率为信号自身带宽的2倍。这里的信号是指iq两路表示的复数信号，带宽为复信号带宽。方案中设该带宽为b，则iq补偿模块的时钟频率为2b。式中，n表示对0～b/2带宽范围内等间隔扫描的总的扫描频点数，一般是2的幂次方，若实际扫描数不足，可使用现有的多种技术方案进行插值，如线性插值，多次样条插值，甚至直接复制(需要说明的是，iq失配有一个特性，就是失配值可能随着频率变化而不同。因此，我们不能只测试了一个频点的单音信号就简单认为其他频点也这样。必须把通信用的频点都扫一遍，得到iq失配随频率变化的曲线，才能进一步利用该曲线设计滤波器。)。

m为抽头系数序号，w为总数为n的各频点中任意一个的序号，g(w)为0～b/2带宽范围内，某频点w对应的幅度失配的大小，该幅度失配是指q路信号相对于i路信号的幅度减小值的一半，即若以ε表示频点w处q路幅度相对于i路幅度的减小值，则g(w)＝ε/2。若该频点上q路幅度小于i路，则ε＞0，反之则ε＜0，无幅度失配时ε＝0。该g(w)的定义是本发明的一个发明点，现有技术中对g(w)的定义为频点w上i路幅度与q路幅度的比值，即同样以ε表示频点w处q路幅度相对于i路幅度的减小值，则g(w)＝(1+ε)/(1-ε)，其中1+ε表示i路幅度，1-ε表示q路幅度，因此q路相对于i路的幅度补偿应该为g(w)。本发明对g(w)定义的更改，是为了配合本发明在补偿器b上的结构改进。

补偿器b中的延迟器的延迟等于滤波器对信号的延迟。设滤波器的抽头总数为x，则延迟器的延迟为(x-1)/2个补偿器时钟周期。

除对补偿器b的改进外，本发明为避免幅度补偿后导致dac溢出，在发送侧iq补偿后进入dac之前，在iq两路分别增加了一个衰减器。如下图所示。衰减系数以α表示。由于该衰减器的引入源于补偿器b的幅度补偿，因此衰减系数的计算以补偿器b的抽头系数为依据。由于补偿器b中各抽头中以h1对信号幅度的影响最大，因此抽头系数中只以h1决定衰减系数。

另外，补偿器b也可以不用滤波器形式，而使用常数增益补偿形式，设补偿的常数增益为g0，此时衰减系数的计算以g0为依据。注，g0的获得与本方案上文所述g(w)的获取方式基本一致，所不同的是g(w)是不同频率w下的一系列幅度失配值，而g0仅指其中一个频点下的幅度失配值。

需要说明的是，g0可以看成是第1个频点的值，也可以看成是任意低频频点(10mhz以内)的频点的值。在窄带应用中(0～20mhz)，一般认为iq失配不随频率变化，因此只要随便一个频点的iq失配值：g0就足够了，其他频点都按照g0来补。但我们的应用主要着眼于0～40mhz通信，带宽大了1倍，此时，iq失配随频率的变化就不得不考虑在内，因此，我们主要用这种g(w)扫描方式。但我们同时保持g0这种简单方式，即不用扫描，随便找个低频点测一下iq即可。

为描述简单，设h1或g0为统一标号g，原则上衰减系数与g的关系应满足α＝1/(1+g)。本发明为了避免复杂的除法运算，对该衰减系数运算进行了简化，令s＝α+g，并量化为6比特精度定点数，s随g的变化规律如图10所示。可见，量化后，在g∈(0，0.3]的范围内，s的取值形成了5个平台，要计算α，即可使用α＝s(g)-g的方式，其中，s可根据g的不同，选择5个值中的一个即可，这样就将乘法变为了有限范围内的减法。图10中以6比特量化为例，说明本发明对衰减系数计算的简化方法。实际应用中并不限于具体的比特量化数，方法是一致的。

优选实施例2：

本优选实施例展示一种iq失配估计和补偿的方式。如图12所示，它可分为估计过程和校准过程两部分。而估计过程又可分为iq失配值的估计过程和iq补偿器系数计算过程。即估计过程的两大任务是失配估计和系数估计。

要启动失配估计，首先要开启iq校准模式，此时，正常通信中断开的接收和发送电路会通过角度偏移器建立连接，如图13所示。

需要注意的是本发明所涉及的补偿器b的内部结构改进和衰减器的加入属于对系数估计过程的改进，而不依赖本实例中的失配估计方法，即，本发明所基于的失配估计可使用任何现有方法得到。

数字基带发射器会发射不同频率的iq双路单音信号，并通过角度偏移器进入接收机，并在失配估计器中估计出整个收发链路的角度失配和幅度失配。该失配值即为该单音频率下的iq失配值。

一个频点的失配值(包括角度和幅度失配)的得到需要经过以下4个步骤，如图14所示。由于发射的信号是iq两路的单音信号，因而可以有正负频率之分。角度偏移功能使用角度偏移器完成。

图中对单音信号的解析是指对接收信号的傅里叶变换，然后从变换结果中提取2个频点的值。一个是正频率单音频点上的值，另一个是镜像的负频率单音频点上的值。下面用r(w)和r(-w)分别表示上述2个傅里叶变换的结果。则4步共产生8个傅里叶变换的结果，分别表示为：[r1(w),r1(-w),r2(w),r2(-w),r3(w),r3(-w),r4(w),r4(-w)]。分析该频点的iq失配值，需要用到其中6个，即[r1(w),r1(-w),r2(-w),r3(w),r3(-w),r4(-w)]。将其代入分析失配值的公式，可得到该频点的幅度失配为：

其中gtx(w)为发射侧在w频点上的幅度失配，grx(w)为接收侧在w频点上的幅度失配。注，这里计算得到的幅度失配实际是通常认为的幅度失配的一半，即指q路信号相对于i路信号的幅度减小值的一半，即若以ε表示频点w处q路幅度相对于i路幅度的减小值，则g(w)＝ε/2。

还可以得到角度失配为：

其中ktx(w)为发射侧在w频点上的角度失配，krx(w)为接收侧在w频点上的角度失配。与g(w)的定义相似，k(w)也是指通常认为的角度失配的一半，即q路与其无角度失配的情况相比所提前的相位的一半。

其中(.)^*表示取共轭，r[.]表示取实部，i[.]表示取虚部。

根据测试信号频率控制器的控制，对感兴趣的若干频点(对于不同的系统特征，值得关注的频点是不同的，为不失一般性，不进行特指)进行扫描计算，分别得到对应频点w的[gtx(w)，grx(w)，ktx(w)，krx(w)]后，失配估计过程结束，进入系数估计过程，涉及到补偿器abc三个器件的系数估计。三个器件在补偿器中的位置如图9和图3所示。图9为发送侧的补偿器顺序：图3为接收侧的补偿器：

其中补偿器a和补偿器c的架构使用现有技术方案，即如下：

图4为补偿器a的结构，它由iq两路fir滤波器以及相应的延迟器组成的，延迟器的延迟时间与fir滤波器的延迟时间相同。图中滤波器1和2是两个相同的滤波器。在滤波器抽头数固定的前提下，需要计算滤波器的系数。

图6为补偿器c的结构，它由乘法器和加法器组成的，它的参数pdc是需要计算的。

补偿器a和c的系数由失配估计过程中的角度失配值k(w)获得。补偿器c的参数pdc可以为k(w)中的任意值，但选择较选择较低频处的值更为准确，这里我们选择第一个扫描频点的值：pdc＝k(1)。

补偿器a中滤波器设计的一个例子如图15所示，其中p1和p2是抽头系数。由于这是现有技术，本发明并不对其进行理论讨论和展开。作为实施例仅给出该例中p1和p2的计算式如下：

上述计算式成立的前提条件是该iq补偿模块的时钟频率为信号自身带宽的2倍。设信号带宽为b，则iq补偿模块的时钟频率为2b。式中，n表示对0～b/2带宽范围内等间隔扫描的总的扫描频点数，一般是2的幂次方，若实际扫描数不足，可使用现有的多种技术方案进行插值，如线性插值，多次样条插值，甚至直接复制。k(w)和pdc的定义已在上文中描述。

补偿器b使用图7所示的结构，其中的滤波器在本实施例中为图8所示的一个9抽头的滤波器，其系数h1～h3由各频点幅度失配g(w)得到。

除对补偿器b的贡献外，g(w)还用于计算衰减器的衰减系数，即，将h1的值作为g，在下图所示的5阶量化平台的相应位置找到对应的s，衰减系数α＝s-g。

上述过程完成后，即可切换回正常通信模式。断开电路中发射机和接收机的联系，从而进行正常的通信活动。图16所示为一种半双工通信系统，断开估计过程中发射机和接收机的连接后，将按照正常流程进行发射和接收的切换。

最终补偿的效果如图17所示，图18为对应的无补偿器的通信效果，可见补偿后evm有明显提高。此图的iq失配条件是收发两端的角度失配均为8°，幅度失配均为0.6db，iq两路基带滤波器极点偏差2％，调制方式是256qam。

优选实施例3：

本优选实例展示了本发明中对补偿器b中滤波器抽头数和系数计算的扩展。

若需设计一个大于9抽头的滤波器，按本发明公布的原则，抽头数x应满足“(x+3)/4为整数”的条件，即与9抽头最接近的满足此条件的抽头数为13。并可推定，非0抽头数有(x+1)/2个，即7个，抽头系数共(x+3)/4个，即4个，依次设为h1～h4。h1为抽头c(7)的系数，h2为抽头c(5)和c(9)的系数，h3为抽头c(3)和c(11)的系数，h4为抽头c(1)和c(13)的系数。如图19所示，各系数的计算使用本发明的公式如下：

优选实施例4：

本优选实施例具体展示了幅度补偿和在发送到dac前进行衰减的因子计算。图20为对40mhz带宽幅度失配扫描的一条曲线，显示了不同频率下幅度失配的变化情况。

根据本发明的方法，可以得出抽头系数如下，由于中间的抽头(本发明中称h1)对信号幅度影响最大，因而以它为标准进行衰减值的计算，如图21所示。

根据本发明所述量化和计算方法，可知当h1＝0.10901时，衰减系数约为α＝1-h1＝0.8901。而精确计算衰减因子，应该为α＝1/(1+h1)＝0.9017。简化方法和精确计算之间差距较小。

若不使用滤波器而是使用常数失配补偿，则可以使用最低频点的幅度失配以确定衰减的值，在上图曲线上最低频点的失配值约为0.111，对应的dac前级衰减值为α＝1-0.111＝0.889，与精确值相差不大。

优选实施例5：

本发明所述补偿器b结构可在幅度失配随频率变化不明显的情况下简化为现有技术中的常数幅度补偿。图7为滤波器型补偿形式，图11为常数型补偿形式。图11中的g(1)与上文定义g(w)含义一致，指任意频点处测量的幅度失配，这里以最低频点处测量值为例。

在实际应用当中，可使用硬件配置方式或自适应方式来选择具体使用哪种方式进行补偿。用自适应方式选择的方法可以是进行高频点和低频点的扫描，比较高低频点间幅度失配的差距，并设立门限，若差距大于门限，则使用滤波器形式，如图20中40mhz带宽内高低频点的幅度失配差距为0.018，表现较为明显，则推荐使用滤波器形式；如图22中高低频率的幅度失配差距只有不到0.002，则可以使用常数补偿形式。具体判断门限一般为0.1db，对应图中的失配值g(w)约为0.006左右。它取决与电路实现的分辨率，即电路在硬件资源有限的情况下不可能具有无限精度。0.1db接近硬件电路对幅度失配测量的精度，即更低的精度硬件将无法测量准确。

本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选地，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现，相应地，上述实施例中的各模块/单元可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。本发明不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。