一种基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号实现装置的制作方法

本发明属于雷达通信技术领域，特别涉及一种基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号实现装置，适用于解决一体化信号中雷达信号的距离旁瓣电平过高问题，并同时完成雷达探测和通信。

背景技术：

现阶段国内外对于雷达通信一体化的研究内容根据一体化体制实现方式的不同，可以概括为分时体制实现方式、分波束体制实现方式以及同时体制实现方式三种；这三种一体化体制实现方式中，同时体制实现方式是目前研究得最广泛的一种实现方式。

同时体制实现方式，指的是雷达信号和通信信号共同使用同一种波形或者通过正交化的方式合成一个波形，使得系统在具有通信功能的同时不影响原有雷达性能的体制；目前存在的同时体制的一体化方法主要是针对连续信号，如lfm序列，影响通信带宽，且发射端改动大，但会不可避免地提升误码率。

技术实现要素：

针对上述现有技术存在的问题，本发明的目的在于提出一种基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号实现装置，该种基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号实现装置是在现有方法的基础上提出了一种对离散信号进行相位抖动以得到同时体制的一体化信号设计方法，即对发射通信信号的相位进行小幅度的抖动以改善探测性能，该方法不影响通信带宽，且发射端改动小，但会不可避免地提升误码率。实现本发明的技术思路是：以最小化自相关旁瓣电平为准则设计一体化信号。

为达到上述技术目的，本发明采用如下技术方案予以实现。

一种基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号实现装置，包括雷达发射端、通信接收端和雷达接收端，雷达发射端分别连接通信接收端和雷达接收端，通信接收端连接雷达接收端；

雷达发射端用于获取ns个通信序列的最优一体化信号矩阵所述ns个通信序列的最优一体化信号矩阵中包含ns个单载波，且是基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号；

雷达收发天线一体的情况下，ns个通信序列的最优一体化信号矩阵直接进入雷达接收端，雷达接收端的处理流程为：首先雷达接收端接收ns个通信序列的最优一体化信号矩阵将接收到的ns个通信序列的最优一体化信号矩阵直接发送至雷达处理通道进行滤波处理，得到雷达信号；之后将得到的雷达信号在距离方向上进行距离压缩，得到距离压缩后的雷达信号；最后对距离压缩后的雷达信号进行雷达距离分辨率和雷达模糊函数的计算；

雷达收发天线分置的情况下，ns个通信序列的最优一体化信号矩阵分别进入通信接收端和雷达接收端；通信接收端和雷达接收端的处理流程分别如下：

通信接收端的处理流程为：首先通信接收端接收ns个通信序列的最优一体化信号矩阵之后将接收的ns个通信序列的最优一体化信号矩阵进行判决，即对ns个通信序列的最优一体化信号矩阵中的每一个最优一体化信号进行取实部操作，若大于0则判决为1码元；否则判决为0码元；进而得到ns个通信序列；接着对所述ns个通信序列进行依次排列后得到通信数据流；最后对所述通信数据流进行通信误码率的计算；

雷达接收端的处理流程为：将通信接收端判决得到的ns个通信序列与对应通信序列的相位抖动矢量分别做点乘，进而计算得到ns个距离压缩权值；接着利用ns个距离压缩权值对ns个通信序列的最优一体化信号矩阵进行距离压缩，得到距离压缩后的雷达信号；最后对距离压缩后的雷达信号进行雷达距离分辨率和雷达模糊函数的计算。

其中所述ns个通信序列的最优一体化信号矩阵的得到过程，包括以下步骤：

步骤1，获取通信数据流，将所述通信数据流切割为ns个通信序列，计算ns个通信序列的一体化信号；其中，ns为大于1的正整数；

步骤2，根据ns个通信序列的一体化信号，计算ns个通信序列的一体化信号自相关旁瓣电平矢量；

步骤3，根据ns个通信序列的一体化信号自相关旁瓣电平矢量，构造ns个通信序列的目标优化函数psl；

步骤4，优化ns个通信序列的目标优化函数psl，得到ns个通信序列的最优一体化信号矩阵

本发明的有益效果：本发明方法采用相位抖动的方法调制离散的通信序列，为优化提供了一定的自由度；相位抖动是为了满足雷达功能，即低距离旁瓣电平可以增加距离分辨率，并可防止大功率目标回波淹没附近距离单元中的小功率目标回波；另外，本发明方法还具有较高的通信码元速率和较低的距离压缩计算量，且与现有的通信接收机兼容，节约成本。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

图1是获得ns个通信序列的最优一体化信号矩阵的流程图；

图2是基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号实现装置的收发过程框图；

图3是相位抖动前后的psl对比图；

图4是通信序列经过相位抖动调制后的码元分布图；

图5是相位抖动后最优、中间值及最差的psl对比曲线图；

图6是随机选取的256组通信序列分别进行相位抖动调制后的psl分布直方图；

图7是随机产生的通信序列在不同相位抖动幅度下的psl对比图；

图8是全1通信序列在不同相位抖动幅度下的psl对比图；

图9是不同相位抖动幅度下的ber的上界与下界及psl对比图。

具体实施方式

本发明的一种基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号实现装置，包括雷达发射端、通信接收端和雷达接收端，雷达发射端分别连接通信接收端和雷达接收端，通信接收端连接雷达接收端。

雷达发射端用于获取ns个通信序列的最优一体化信号矩阵所述ns个通信序列的最优一体化信号矩阵中包含ns个单载波，且是基于相位抖动的单载波雷达通信一体化信号；同站即雷达收发天线一体的情况下，ns个通信序列的最优一体化信号矩阵直接进入雷达接收端；因为收发天线一体的情况下，对于通信而言相当于自发自收；雷达接收端的处理流程为：首先雷达接收端接收ns个通信序列的最优一体化信号矩阵因为相位抖动矢量对接收端是确切已知的，因此将接收到的ns个通信序列的最优一体化信号矩阵直接发送至雷达处理通道进行滤波处理，得到雷达信号；之后将得到的雷达信号在距离方向上进行距离压缩，得到距离压缩后的雷达信号；最后对距离压缩后的雷达信号进行雷达功能的后续处理，如计算距离分辨率，模糊函数等。

空间分置即雷达收发天线分置的情况下，ns个通信序列的最优一体化信号矩阵分别进入通信接收端和雷达接收端，且这种情况下，雷达接收端要依赖于通信接收端得到的处理数据；通信接收端和雷达接收端的处理流程分别如下：

通信接收端的处理流程为：首先通信接收端接收ns个通信序列的最优一体化信号矩阵之后将接收的ns个通信序列的最优一体化信号矩阵发送至通信处理通道进行判决，即对ns个通信序列的最优一体化信号矩阵中的每一个最优一体化信号进行取实部操作，若大于0则判决为1码元；否则判决为0码元；进而得到ns个通信序列；接着对所述ns个通信序列进行依次排列后得到通信数据流；最后对所述通信数据流进行通信功能的后续处理，在本发明中主要指计算通信误码率。

雷达接收端的处理流程为：对于雷达处理通道而言，需要根据通信接收端判决得到的ns个通信序列与对应通信序列的相位抖动矢量分别做点乘，即将通信接收端判决得到的ns个通信序列与对应通信序列的相位抖动矢量分别做点乘，进而计算得到ns个距离压缩权值；接着利用ns个距离压缩权值对ns个通信序列的最优一体化信号矩阵进行距离压缩，得到距离压缩后的雷达信号；最后，同样的也可对距离压缩后的雷达信号进行雷达功能的后续处理，如计算距离分辨率，模糊函数等。

参照图1，为获得ns个通信序列的最优一体化信号矩阵的流程图；其中得到所述ns个通信序列的最优一体化信号矩阵包括以下步骤：

步骤1，获取通信数据流，将所述通信数据流切割为ns个通信序列，计算ns个通信序列的一体化信号。

1a)使用数据产生器随机产生一个通信数据流，将所述通信数据流切割为ns个通信序列，每个通信序列包含的码元个数为nc，nc＝64。

1b)选取ns个通信序列中第i个通信序列si，i＝1,2,...,ns，表示nc×1维实数矢量，∈表示属于，nc表示每个通信序列包含的码元个数，nc、ns分别为大于1的正整数。

1c)计算ns个通信序列的一体化信号，其中第i个通信序列si的一体化信号为其得到过程为：使用exp(jpi)对ns个通信序列中第i个通信序列si进行相位调制，得到第i个通信序列si的一体化信号其表达式为：

其中，⊙表示hardmard积，exp(·)表示指数函数，为虚数单位，pi表示第i个通信序列si的相位抖动矢量，表示nc×1维复数矢量，∈表示属于；该第i个通信序列si的nc×1维复的相位抖动矢量pi是西安电子科技大学博士论文“mimo雷达波形设计”中提出的最小化自相关旁瓣电平的准则下对第i个通信序列si的一体化信号进行优化后产生的相位矢量，其初始值是[-b,b]范围内的随机值；p(n)表示第i个通信序列si的相位抖动矢量pi中第n个元素，且取值范围为[-b,b]，b表示相位抖动的最大幅度，b的取值范围是[0,π/3]，n∈{1,2,...,nc}。

步骤2，根据ns个通信序列的一体化信号，计算ns个通信序列的一体化信号自相关旁瓣电平矢量。

2a)根据第i个通信序列si的一体化信号计算第i个通信序列si中第k个码元的一体化信号自相关旁瓣电平ri,k，其表达式为：

其中，(·)^h表示共轭转置，jk表示第i个通信序列si中第k个码元的滑动矩阵，其表达式为：表示(nc-k)×k维全零矩阵，0k×k表示k×k维全零矩阵，表示k×(nc-k)维全零矩阵，表示nc-k阶单位矩阵，nc表示每个通信序列包含的码元个数，表示第i个通信序列si的一体化信号。

2b)令k的值分别取1至nc-1，重复执行2a)，分别得到第i个通信序列si中第1个码元的一体化信号自相关旁瓣电平ri,1至第i个通信序列si中第nc-1个码元的一体化信号自相关旁瓣电平记为第i个通信序列si的一体化信号自相关旁瓣电平矢量ri，i＝1,2,...,ns，ns表示将通信数据流切割后包含的通信序列个数，(·)^t表示共轭转置；然后将k值初始化为1。

2c)令i的值分别取1至ns，依次重复执行2a)和2b)，分别得到第1个通信序列s1的一体化信号自相关旁瓣电平矢量r1至第ns个通信序列的一体化信号自相关旁瓣电平矢量记为ns个通信序列的一体化信号自相关旁瓣电平矢量。

步骤3，根据ns个通信序列的一体化信号自相关旁瓣电平矢量，并以最小化峰值旁瓣电平为准则，构造ns个通信序列的目标优化函数psl，其表达式为：

其中，||||p表示p范数，本实施例中p范数为无穷范数；ri表示第i个通信序列si的一体化信号自相关旁瓣电平矢量，psli表示目标优化函数psl中第i个元素，|·|表示取模值，p(n)表示第i个通信序列si的nc×1维复的相位抖动矢量pi中第n个元素，b表示相位抖动的最大幅度，n∈{1,2,...,nc}，s.t.表示约束条件，表示psli取最小值时对应的pi取值运算。

步骤4，优化ns个通信序列的目标优化函数psl，得到ns个通信序列的最优一体化信号矩阵

具体地，按照sqp算法求解得到与第i个通信序列si最为匹配的相位抖动矢量，sqp算法可以在短时间内找到一个局部最小解，但其结果的产生依赖于初值，因此在求解每个通信序列的相位抖动矢量时都需要对相位抖动矢量多次设置初值再进行优化，最后从中选择出使峰值旁瓣电平最小的那个相位抖动矢量作为该通信序列最后的优化结果。

4a)初始化：设置每个通信序列包含的码元个数为nc，nc＝64；设置每个通信序列在求解与之最为匹配的相位抖动矢量时的循环次数为m，设置将通信数据流切割后包含ns个通信序列，ns＝256；随机选取其中一个通信序列，记为通信序列sc；将最高旁瓣标志设置为无穷大；令l表示第l次循环，l的初始值为1，l＝1,2,…,m，m为大于1的正整数。

4b)计算第l次循环初始化通信序列sc的相位抖动矢量，即将通信序列sc的相位抖动矢量中每一个元素都在-b～b之间随机取值，并将初始化后的结果记为第l次循环后通信序列sc的相位抖动矢量pc，进而计算得到第l次循环后基于相位抖动方法的通信序列sc未优化雷达通信一体化信号其表达式为：

4c)使用序列二次规划算法优化第l次循环后通信序列sc的相位抖动矢量pc，得到第l次优化后通信序列sc的相位矢量po；循环次数与优化次数相等且一一对应。

4d)比较第l次优化后通信序列sc的相位矢量po的最高旁瓣与最高旁瓣标志的大小，如果第l次优化后通信序列sc的相位矢量po的最高旁瓣大于或等于最高旁瓣标志，则忽略，令l的值加1，返回4b)。

如果第l次优化后通信序列sc的相位矢量po的最高旁瓣小于最高旁瓣标志，则计算得到第l次优化后通信序列sc的一体化信号进而计算第l次优化后通信序列sc的一体化信号自相关旁瓣其中第l次优化后通信序列sc中第k个码元的一体化信号自相关旁瓣表示第l次优化后通信序列sc中第k个码元的滑动矩阵，表示(nc-k)×k维全零矩阵，0k×k表示k×k维全零矩阵，表示k×(nc-k)维全零矩阵，表示nc-k阶单位矩阵，nc表示每个通信序列包含的码元个数。

然后计算第l次优化后通信序列sc的一体化信号自相关旁瓣电平，其中第l次优化后通信序列sc中第k个码元的一体化信号自相关旁瓣电平

令l的值加1，返回4b)。

直到循环m次后结束，得到第m次优化后通信序列sc的一体化信号自相关旁瓣电平，然后对比第1次优化后通信序列sc的一体化信号自相关旁瓣电平至第m次优化后通信序列sc的一体化信号自相关旁瓣电平，将其中数值最小的自相关旁瓣电平，作为与通信序列sc最为匹配的相位抖动矢量，记为通信序列sc的匹配相位抖动矢量popt。

4e)计算通信序列sc的最优一体化信号⊙表示hardmard积，exp(·)表示指数函数，为虚数单位，并将l的值初始化为1；所述通信序列sc的最优一体化信号为一个单载波。

4f)因为选取的通信序列总个数为ns，则将通信序列sc分别取为第1个通信序列至第ns个通信序列，重复4b)至4e)，进而分别得到第1个通信序列的最优一体化信号至第ns个通信序列的最优一体化信号，记为ns个通信序列的最优一体化信号矩阵表示nc×ns维复数矩阵。

如图2所示计算通信接收端误码率；相位抖动不可避免的会增加通信误码率；若ns个通信序列在通信接收端具有一般的实数幅度α，那么接收信号表达式为：

xh＝αsh+nhh＝1,2,...,nc

其中，xh表示接收信号矢量中第h个码元，sh表示回波信号矢量中第h个码元，nh表示信道噪声矢量中的第h个码元噪声，此处假设信道噪声矢量中的第h个码元噪声服从零均值、方差归一化为1的复高斯分布。

当re(xh)>0时码元被判决为1；否则判决为0，其中，re(·)表示取实部。

给定一个实数幅度α，则接收信号矢量中的一个码元误码率为

经过相位抖动后，单个码元的误码率将会增加至erfc(αcos(p(n)))。则对于一个码长为nc的通信序列，其平均误码率es的上界和下界如下：

对于所有的h＝1,2,...,nc而言，当p(n)＝±b和p(n)＝0时等号分别成立。

通过以下仿真实验本发明效果进行进一步验证说明。

仿真中，随机选取ns＝256组通信序列，每个通信序列长度nc＝64，分别对其进行相位抖动调制，且每组通信序列取m＝10次初值，在图3、图4、图5和图6中，设定最大的抖动幅度为δ＝π/6；整个仿真过程均使用matlab软件。

由图3可知，相位抖动后psl值由-11.0db降到了-28.5db，表明该方法的有效性，确实能降低序列旁瓣电平值，满足雷达检测功能的需求；图4为该组通信序列经过相位抖动调制后的码元分布图。

为了更进一步说明该方法，图5给出了随机选取的256组通信序列分别进行相位抖动调制后，能达到的最优的psl、中间的psl以及最差的psl对比曲线；可以看出，最差的psl＝-22.2db，比最优的psl大约高6.3db。

图6则给出了随机选取的256组通信序列分别进行相位抖动调制后的psl分布直方图，该图6表明大多数的通信序列可以得到小于-25db的psl值。有一些通信序列可能无法得到较好的相位抖动矢量，这时其psl值会偏高；一旦这样的通信序列发射出去，雷达处理单元将停止操作；但从图6中可以看出，这样的序列只占少部分，对于雷达功能而言不会造成大的影响。

图7给出了相位抖动幅度不同时对psl的影响；同样地，考虑随机选取256组通信序列，最大的抖动幅度取值分别为δ＝π/10，δ＝π/6，δ＝π/3，得到256组通信序列在每个抖动幅度下的最优的psl值；可以看出，相位抖动幅度越大，psl值越小；且δ＝π/6时的psl值比δ＝π/10时的psl值低2db，但δ＝π/3和δ＝π/6时的psl值相差不大，这表明相位抖动幅度应该在某个范围内才会对旁瓣电平起到压制作用。

但最终的psl值不仅与优化过程有关而且与原始的通信序列有关，且在实际中，有些通信序列的距离旁瓣很难压制，比如全1序列；因此图8给出了全1序列在相位抖动幅度不同时的psl值；同图7类似，最大的抖动幅度取值依然分别为δ＝π/10，δ＝π/6，δ＝π/3。可以看出，在相位抖动方法下，当δ＝π/10时psl＝-1.3db，当δ＝π/6时psl＝-3.2db，而当δ＝π/3时psl＝-12.4db；这与图7中随机通信序列的psl相比，全1序列通过相位抖动方法依然很难压制距离旁瓣；因此实际中并不优化所有的通信序列。

接下来则考虑本发明方法对通信性能的影响，仿真中，相位抖动的最大幅度b的取值为0～π/3，且通信接收端的实部幅度α＝2，结果如图9所示；从图9可以看出，随着相位抖动幅度的增加，误码率将会增大而距离psl将会减小；因此在实际中要根据具体环境对二者进行折中考虑。

综上所述，仿真实验验证了本发明的正确性，有效性和可靠性。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围；这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。