码环路快速捕获后稳定跟踪方法及跟踪装置与流程

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种码环路快速捕获后稳定跟踪方法及跟踪装置。

背景技术

扩频码在扩频通信中起着很重要的作用,在发射端它被用来扩展信号的频谱,接收端则利用它来压缩信号频谱并将干扰信号的频谱展宽,从而提高系统的抗干扰性能。在扩频通信中,系统的抗干扰性、抗噪声、抗衰落、抗截获、信息的隐蔽和保密、多址通信以及实现捕获与跟踪都与扩频码的性能紧密相关,系统对扩频码一般有以下要求:(1)必须具有尖锐的自相关函数,而互相关函数值应接近于零；(2)有足够长的码周期使第三方难以从扩频码的一小段去重建整个码序列；(3)有足够的独立地址数,以实现码分多址的要求；(4)工程上易于产生、加工、复制与控制。

理论上来说,当然是使用高斯白噪声来扩展信号频谱最理想,它作为一种平稳随机过程,瞬时值服从正态分布,功率谱在很宽的频带内都是均匀的,具有极其优良的相关特性,但是它难以重复产生和处理,所以在工程中所使用的均是具有类似白噪声统计特性的伪随机序列。伪随机序列具有良好的随机性和接近于白噪声的相关函数,并具有预先的可确定性和可重复性,可以人为的复制和产生,通常由二进制移位寄存器来产生,它具有如下特点:(1)序列中0元素与1元素出现的个数近似相等,每个周期内最多相差一个；(2)如果把n个元素连续出现叫做一个长度为n的元素游程,则序列中长度为n的元素游程出现的次数比长度为n+1的元素游程出现次数多一倍；(3)序列有类似白噪声的自相关函数。在扩频通信中,应用最多的伪随机序列就是m序列和gold序列。

m序列是最长线性移位寄存器序列,它具有优良的自相关函数,易于产生和复制,在扩频通信中得到了广泛的应用,m序列也是研究和构造其他序列的基础。m序列是由线性反馈移位寄存器产生的。对于反馈移位寄存器产生的序列，取决于反馈系数，其反馈逻辑为：

上式称为序列的特征多项式，即特征多项式一旦确定，那么其产生的序列也就确定了，经严格的证明：若反馈移位寄存器的特征多项式为本原多项式，则移位寄存器就能产生m序列，且其周期为n＝2ⁿ-1。

m序列具有如下性质：(1)均衡性：在m序列的一个周期中，“1”和“0”的数目基本相等。准确地说，“1”的个数比“0”的个数多一个。(2)游程分布：我们把一个序列中取值相同的那些相继的(连在一起的)元素合称为一个“游程(run)”。在一个游程中元素的个数称为游程长度。一般说来，在m序列中，长度为1的游程占游程总数的1/2；长度为2的游程占游程总数的1/4；长度为3的游程占1/8……，严格讲，长度为k的游程数目占游程总数的2^-k，其中1≤k≤(n-1)。而且在长度为k的游程中(其中1≤k≤(n-2))，连“1”的游程和连“0”的游程各占一半。(3)移位相加特性：一个m序列mp与其经过任意次延迟移位产生的另一个不同序列mr模2相加，得到的仍是mp的某次延迟移位序列ms，即mp⊕mr＝ms。(4)尖锐的自相关性：先把m序列变换称为码元宽度为tc、周期为ntc的m码，然后来计算m码的自相关函数，因为m码是周期的，所以其自相关函数也是周期的，那么只需计算0～ntc一个周期内的自相关函数，再进行周期扩展就能得到m码的相关函数了。一个周期内m码的自相关函数为：

直扩系统采用码分多址(cdma)技术，应用不同的伪随机序列码(以下简称伪码)对不同发射终端的信息数据进行扩频解调，为接收某一发射终端的信息数据，就必须复现调制该信息数据的扩频伪码，将复现的伪码同输入伪码在不同相位误差上做相关运算，使二者同步，从而完成对信息数据的解扩，该过程称为伪码捕获；由于发射终端与接收终端之间存在径向移动，会产生doppler(多普勒)频移，因此为完成对某一发射终端信息数据的解调，必须搜索到相应发射终端所产生的doppler频移的数值，该过程称为载波捕获。

因此，对于直扩系统信号的捕获是一个二维捕获过程。捕获结果是使本地参考码和接收码相位差值小于一个码元宽度，且收发码时钟频率基本一致，同时使载波相位对准，从而实现输入信号与本地信号的粗同步。

一个码相位单元和一个doppler频率单元构成一个信号搜索单元，实现时域(伪码相位)和频域(doppler频率)的二维顺序搜索。搜索控制逻辑通过设置载波nco(numericallycontrolledoscillator，数字控制振荡器)来产生要搜索的doppler频率，同时通过向伪随机码预置步进模块发出滑动1/2个码片命令来产生要搜索的码相位，这样就使本地产生的信号对准某一搜索单元。若该本地复制信号与输入信号的数字相关器输出幅度大于检测阈值，则搜索成功，停止搜索；否则，码相位步进一个搜索单元(1/2码片)，继续进行相关累加和检测判决。

由上述可知，为捕获到直扩系统信号，需要同时复现发射终端的码相位和载波频率，对直扩系统信号的搜索和捕获通常有以下4种方法：

(1)伪码串行-载波串行

采用该方法进行信号捕获仅需要单个码相关器及单个载波相关器。其捕获过程为：先预置载波nco为某一doppler频率，在该doppler频点上将本地扩频伪码相位每次移动半个码元，与输入信号进行相关运算，其结果与捕获门限比较，若其值低于门限阈值，则本地多普勒预置值不动，继续将本地扩频伪码移动半个码元再次与输入信号相关，如果本地扩频伪码移动一个码长周期后仍未捕获到信号，则将本地多普勒值作适当调整后重复上述过程，直到相关结果超过捕获门限阈值，此时将捕获到的载波频率和伪码相位值作为跟踪环路的输入值并进行信号跟踪，至此，完成直扩系统的信号捕获过程。使用该方法的优点是硬件实现简单；缺点是捕获时间较长。因此，该方法适用于硬件资源简单而对捕获时间要求不高的场合，也适用于能提供准确先验信息的场合。

(2)伪码串行-载波并行

使用该捕获方法需要单个码相关器和n个载波相关器，对伪码进行串行捕获而对载波在dopper范围内进行并行捕获。n的取值和捕获范围有关，通常为捕获范围与相关器带宽的比值。使用该策略进行捕获时，码的移动过程与伪码串行-载波串行方法一致，在各个码相位上对doppler范围内的载波作并行相关运算，取其中最大值与捕获门限值作比较，若超过门限值，则将当前码相位及最大值所对应的载波doppler值传递给后续跟踪环路并行进行信号跟踪，否则将移动半个码元，重复上述过程。该捕获方法的优点是电路规模与码长关系不大，可以在相同硬件条件下兼容多重码长；其缺点为捕获时间与码长成正比，码长增加导致捕获时间增加。

(3)伪码并行-载波串行

该方法采用n个独立的码相关器和一个载波相关器，载波doppler采用串行扫描方式进行相关捕获，其二维捕获过程与方法(2)相类似。假定相关器的带宽为fb＝1/tb，tb为伪码周期，也是数据周期，对于±fdhz的doppler范围，则在载波轴上至少需要划分2fd/fb个区间，依次扫描，在一个区间扫描结束后，取n个相关器中能量最大值与捕获门限进行比较，若小于门限，则转入下一个区间；若超过门限，则判为捕获，并根据载波区间和能量最大相关器的位置获取载波doppler和伪码相位估计值，以此值作为跟踪环路的输入值。该方法的优点是捕获快，每个载波区间只要一个码长周期即可分析完毕，在无先验信息条件下，最多只需扫描2fd/fb个区间即可完成捕获，在有先验信息条件下，只需扫描一个区间即可。

(4)伪码并行-载波并行

采用该方法进行直扩系统信号捕获，需n个独立码相关器和m个载波相关器。其中码相位相关器之间码相位依次相差1/2个码元，若相关器的带宽为fb＝1/tb，tb为伪码周期，也是数据周期，同样对于±fdhz的doppler范围，则在载波轴上至少需要划分2fd/fb个区间，依次扫描各个区间，在一个区间扫描结束后，取n个相关器中能量最大值与捕获门限进行比较，若小于门限，则转入下一个区间；若超过门限，则判为捕获。该方法的优点是捕获非常快，在无先验信息的情况下，只需一个码长周期就可以实现信号的捕获，不足之处是数据处理量大且硬件实现复杂。

以上为现有的码同步，载波同步系统存在4种情况：伪码串行/并行-载波串行/并行，这四种情况有各自的特点，但是由于存在噪声和多径，不容易捕获和跟踪，需要额外的处理。一般码跟踪需要加入环路滤波器，环路滤波器的作用是降低噪声，以便在输出端对原始信号产生精确的估计，环路滤波器的阶数和噪声带宽决定了环路滤波器对信号的动态响应。环路滤波器的输出信号实际上要与原始信号相减以产生误差信号，误差信号再反馈回滤波器输入端形成闭环过程。有许多数字滤波器的方法，一般采用2阶fll(锁频环)辅助3阶pll(phaselockedloop，锁相回路或锁相环)滤波器，此结构复杂，参数众多，实用性较差。

技术实现要素：

鉴于上述问题，提出了本发明以便提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的码环路快速捕获后稳定跟踪方法及跟踪装置。

本发明的一个方面，提供了一种码环路快速捕获后稳定跟踪方法，包括以下步骤：

将发射端发送的直扩信号发送至码环；

对直扩信号进行门限比对，筛选出符合预设捕获功率门限的直扩信号，并对筛选出的直扩信号作跟踪标记，作为跟踪信号；

对跟踪信号分别进行超前本地参考码相关处理、滞后本地参考码相关处理和当前本地参考码相关处理，并分别得到超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数；

当前码跟踪处理步骤：将当前码相关参数与预设的当前码相关参数门限值进行比对，若当前码相关参数小于预设的当前码相关参数门限值，则重复上述步骤，直至当前码相关参数大于或者等于预设的当前码相关参数门限值，则接收的直扩信号与发射端码同步；

超前码和滞后码跟踪处理步骤：对超前码相关参数和滞后码相关参数进行码环调整参数计算处理，得到码环调整的方向和步长，对码环进行调整，直至接收的直扩信号与发射端码同步；

将同步后的直扩信号输出。

进一步地，对跟踪信号分别进行超前本地参考码相关处理、滞后本地参考码相关处理和当前本地参考码相关处理，并分别得到超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数的步骤包括以下步骤：

将跟踪信号与超前本地参考码进行相关，得到超前码相关参数；

将跟踪信号与滞后本地参考码进行相关，得到滞后码相关参数；

将跟踪信号与当前本地参考码进行相关，得到当前码相关参数。

进一步地，超前码和滞后码跟踪处理步骤包括以下步骤：

将超前码相关参数减去滞后码相关参数，得到码环调整的方向值；

将码环调整的方向值除以预设数值，得到码环调整的步长值；

根据该方向值和步长值对码环进行调整，直至与发射端码同步。

进一步地，还包括对超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数进行积分，得到频偏调整参数，对码环进行调整频偏的步骤。

进一步地，码环调整的步长值的范围是一个码片的1/8至1/2。

本发明的第二个方面，提供了一种码环路快速捕获后稳定跟踪装置，包括：

直扩信号发送模块，用于将发射端发送的直扩信号发送至直扩信号比对标记模块；

直扩信号比对标记模块，用于对直扩信号进行门限比对，筛选出符合预设捕获功率门限的直扩信号，并对筛选出的直扩信号作跟踪标记，作为跟踪信号发送至跟踪信号处理模块；

跟踪信号处理模块，用于对跟踪信号分别进行超前本地参考码相关处理、滞后本地参考码相关处理和当前本地参考码相关处理，并分别得到超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数，将当前码相关参数发送至当前码跟踪处理模块，将超前码相关参数和滞后码相关参数发送至超前码和滞后码跟踪处理及调整模块；

当前码跟踪处理模块，用于将当前码相关参数与预设的当前码相关参数门限值进行比对，若当前码相关参数小于预设的当前码相关参数门限值，则将当前码相关参数发送至直扩信号发送模块；若当前码相关参数大于或者等于预设的当前码相关参数门限值，则接收的直扩信号与发射端码同步；

超前码和滞后码跟踪处理及调整模块，用于对超前码相关参数和滞后码相关参数进行码环调整参数计算处理，得到码环调整的方向和步长，对码环进行调整，直至接收的直扩信号与发射端码同步，并将同步后的直扩信号发送至同步直扩信号输出模块；

同步直扩信号输出模块，用于将同步直扩信号输出。

进一步地，跟踪信号处理模块包括超前码处理单元、滞后码处理单元和当前码处理单元，其中，

超前码处理单元，用于将跟踪信号与超前本地参考码进行相关，得到超前码相关参数，发送至超前码和滞后码跟踪处理及调整模块；

滞后码处理单元，用于将跟踪信号与滞后本地参考码进行相关，得到滞后码相关参数，发送至超前码和滞后码跟踪处理及调整模块；

当前码处理单元，用于将跟踪信号与当前本地参考码进行相关，得到当前码相关参数，发送至当前码跟踪处理模块。

进一步地，超前码和滞后码跟踪处理及调整模块包括码环调整方向计算单元、码环调整步长计算单元和码环调整单元，其中，

码环调整方向计算单元，用于将超前码相关参数减去滞后码相关参数，得到码环调整的方向值，分别发送至码环调整步长计算单元和码环调整单元；

码环调整步长计算单元，用于将码环调整的方向值除以预设数值，得到码环调整的步长值，发送至码环调整单元；

码环调整单元，用于根据接收的方向值和步长值对码环进行调整，直至与发射端码同步。

进一步地，还包括频偏调整参数计算模块，用于对超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数进行积分，得到频偏调整参数，发送至码环调整单元对码环进行频偏调整。

进一步地，码环调整的步长值的范围是一个码片的1/8至1/2。

本发明提供的码环路快速捕获后稳定跟踪方法及跟踪装置，与现有技术相比具有以下进步：

(1)不采用环路滤波器滤波，而是采用前后方向的一致性来判断，用来降低噪声对码环方向的误判，只有多次连续码方向调整一致时才进行调整，否则不调整，达到了滤波的效果，并且比滤波更加稳定，操作更加简单实用，简化了系统码环同步的处理流程和处理复杂度，提高了系统处理的稳定性，另外，可以节省资源。

(2)将初始设置的步长的范围设为一个码片的1/8至1/2，既可以快速捕获上直扩信号，也不会导致相关峰的遗漏。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1为本发明实施例中一种码环路快速捕获后稳定跟踪方法的步骤图；

图2为本发明实施例中一种码环路快速捕获后稳定跟踪装置的器件连接框图；

图3为本发明实施例中码环路快速捕获后稳定跟踪方法的流程图；

图4为超前，滞后和当前码跟踪环相关示意图；

图5为14khz频偏时e(超前)、p(当前)、l(滞后)幅度对比图；

图6为多径信道下e(超前)、p(当前)、l(滞后)幅度对比图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。

本发明实施例提供了一种码环路快速捕获后稳定跟踪方法及跟踪装置。

图1示意性示出了本实施例中一种码环路快速捕获后稳定跟踪方法的步骤图。参照图1，本实施例的码环路快速捕获后稳定跟踪方法，包括以下步骤：

将发射端发送的直扩信号发送至码环；

对直扩信号进行门限比对，筛选出符合预设捕获功率门限的直扩信号，并对筛选出的直扩信号作跟踪标记，作为跟踪信号；

对跟踪信号分别进行超前本地参考码相关处理、滞后本地参考码相关处理和当前本地参考码相关处理，并分别得到超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数；

当前码跟踪处理步骤：将当前码相关参数与预设的当前码相关参数门限值进行比对，若当前码相关参数小于预设的当前码相关参数门限值，则重复上述步骤，直至当前码相关参数大于或者等于预设的当前码相关参数门限值，则接收的直扩信号与发射端码同步；

超前码和滞后码跟踪处理步骤：对超前码相关参数和滞后码相关参数进行码环调整参数计算处理，得到码环调整的方向和步长，对码环进行调整，直至接收的直扩信号与发射端码同步；

将同步后的直扩信号输出。

本实施例的码环路快速捕获后稳定跟踪方法，不采用环路滤波器滤波，而是采用前后方向的一致性来判断，用来降低噪声对码环方向的误判，只有多次连续码方向调整一致时才进行调整，否则不调整，达到了滤波的效果，并且比滤波更加稳定，操作更加简单实用，简化了系统码环同步的处理流程和处理复杂度，提高了系统处理的稳定性，另外，可以节省资源。

本实施例中，对跟踪信号分别进行超前本地参考码相关处理、滞后本地参考码相关处理和当前本地参考码相关处理，并分别得到超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数的步骤包括以下步骤：

将跟踪信号与超前本地参考码进行相关，得到超前码相关参数；

将跟踪信号与滞后本地参考码进行相关，得到滞后码相关参数；

将跟踪信号与当前本地参考码进行相关，得到当前码相关参数。

本实施例中，超前码和滞后码跟踪处理步骤包括以下步骤：

将超前码相关参数减去滞后码相关参数，得到码环调整的方向值；

将码环调整的方向值除以预设数值，得到码环调整的步长值；

根据该方向值和步长值对码环进行调整，直至与发射端码同步。

本实施例中，还包括对超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数进行积分，得到频偏调整参数，对码环进行调整频偏的步骤。

本实施例中，码环调整的步长值的范围是一个码片的1/8至1/2。

图2示意性示出了本实施例中一种码环路快速捕获后稳定跟踪装置的器件连接框图。参照图2，本实施例的码环路快速捕获后稳定跟踪装置，包括：

直扩信号发送模块，用于将发射端发送的直扩信号发送至直扩信号比对标记模块；

直扩信号比对标记模块，用于对直扩信号进行门限比对，筛选出符合预设捕获功率门限的直扩信号，并对筛选出的直扩信号作跟踪标记，作为跟踪信号发送至跟踪信号处理模块；

跟踪信号处理模块，用于对跟踪信号分别进行超前本地参考码相关处理、滞后本地参考码相关处理和当前本地参考码相关处理，并分别得到超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数，将当前码相关参数发送至当前码跟踪处理模块，将超前码相关参数和滞后码相关参数发送至超前码和滞后码跟踪处理及调整模块；

当前码跟踪处理模块，用于将当前码相关参数与预设的当前码相关参数门限值进行比对，若当前码相关参数小于预设的当前码相关参数门限值，则将当前码相关参数发送至直扩信号发送模块；若当前码相关参数大于或者等于预设的当前码相关参数门限值，则接收的直扩信号与发射端码同步；

超前码和滞后码跟踪处理及调整模块，用于对超前码相关参数和滞后码相关参数进行码环调整参数计算处理，得到码环调整的方向和步长，对码环进行调整，直至接收的直扩信号与发射端码同步，并将同步后的直扩信号发送至同步直扩信号输出模块；

同步直扩信号输出模块，用于将同步直扩信号输出。

本实施例的码环路快速捕获后稳定跟踪装置，不采用环路滤波器滤波，而是采用前后方向的一致性来判断，用来降低噪声对码环方向的误判，只有多次连续码方向调整一致时才进行调整，否则不调整，达到了滤波的效果，并且比滤波更加稳定，操作更加简单实用，简化了系统码环同步的处理流程和处理复杂度，提高了系统处理的稳定性，另外，可以节省资源。

本实施例中，跟踪信号处理模块包括超前码处理单元、滞后码处理单元和当前码处理单元，其中，

超前码处理单元，用于将跟踪信号与超前本地参考码进行相关，得到超前码相关参数，发送至超前码和滞后码跟踪处理及调整模块；

滞后码处理单元，用于将跟踪信号与滞后本地参考码进行相关，得到滞后码相关参数，发送至超前码和滞后码跟踪处理及调整模块；

当前码处理单元，用于将跟踪信号与当前本地参考码进行相关，得到当前码相关参数，发送至当前码跟踪处理模块。

本实施例中，超前码和滞后码跟踪处理及调整模块包括码环调整方向计算单元、码环调整步长计算单元和码环调整单元，其中，

码环调整方向计算单元，用于将超前码相关参数减去滞后码相关参数，得到码环调整的方向值，分别发送至码环调整步长计算单元和码环调整单元；

码环调整步长计算单元，用于将码环调整的方向值除以预设数值，得到码环调整的步长值，发送至码环调整单元；

码环调整单元，用于根据接收的方向值和步长值对码环进行调整，直至与发射端码同步。

本实施例中，还包括频偏调整参数计算模块，用于对超前码相关参数、滞后码相关参数和当前码相关参数进行积分，得到频偏调整参数，发送至码环调整单元对码环进行频偏调整。

本实施例中，码环调整的步长值的范围是一个码片的1/8至1/2。

由于载波频率和伪码相位并非精准已知的先验信息，所以必须建立非相干码环来对伪码进行跟踪接收，即伪码跟踪环是建立在码环结构基于载波频率未知这一假定基础上的。在载波偏离额定指数的某个确定范围内，这种码环必须能够承受并发挥作用，实时相关上此时最大频偏。基于上述考虑，就普通直扩系统接收终端的信号跟踪而言，可以采用非相干全时间超前—滞后结构形式的延迟锁定环(dll)作为伪码跟踪环。默认多普勒搜索序列m/2+1，也就是0频移开始搜索。一般情况下最多前后移动+-1个频移即可，所以串行搜索很快就能够完成。这样就可以用最少的资源快速完成码环同步和载波同步。码环采用最简化的并行方式，码环分为：超前，当前，滞后三个部分。

一般情况下载波频偏对码的捕获影响较小，一定的频偏不会影响码的捕获，故此采用载波串行，伪码串行的方式，由于码环跟踪和载波跟踪可以相对独立，为此这样就大大简化了系统码环同步和载波同步的处理流程和处理复杂度，提高系统处理的稳定性。一般码环能够忍受最大的频偏是fsymbol/2符号速率,符号速率就是信号扩频前调制信号的速率。例如一个符号需要255个扩频码来扩频,并且每一个扩频码是8个采样点，则一个符号对应2040个采样点，设置此时码片速率为8msps，采样速率是64msps。则符号速率是8msps/255＝31.3725ksps。则此时能够忍受的最大频偏是+-fsymbol/2＝15.7ksps。一般系统的最大频偏要远远小于这个数值，一般情况下最大频偏+-8khz，所以码环同步对频偏不敏感，所以可以首先进行码环调整之后再进行载波调整，这样避免了2个环路的相关性。

为了节省伪码资源，码同步之后再进行载波同步，这样就可以节省资源，载波频偏调整可以按串行的方式进行。首先载波环频偏测量(detf)一般有一个限度，一般在detf＝1/8*symbol_rate,如果系统的最大频移fd(＝最大多普勒频移fd1+晶振频偏fcd)>deft,则需要分为多个区间分别扫描。分为多普勒搜素序列1，2，…2m+1(m>＝0)，也就是频偏-m*deft,-(m+1)*deft,..0,deft,…m*detf,保证(2m+1)*deft>fd,这样就可以覆盖整个多普勒频移范围。

伪码环的捕获分为捕获阶段和跟踪阶段。捕获阶段，最大码环误差在+-1symbol(例如一个符号symbol接收码信号和本地码信道的距离只要超过一个码片(chip)，相关峰值就很低。所以接收到的码环信号和本地码环信号相关后峰值很低，那么此时码环的误差在+-1020个采样点之内。这和pn码不同步时很弱的相关性决定。此时码环的调整按照一个方向固定步长调整，调整的步长可以较大,例如可以是一个码片的1/4精度，或者一个码片的1/8精度调整。当然调整步长也不能太大，例如超过一个码片的1/2长度，此时就容易错过相关峰值，导致遗漏相关峰的检测。这样既可以快速捕获上，也不会导致相关峰值的遗漏。捕获阶段的特点：调整方向不变，调整步长较大。

捕获上的条件是：接收到的码环信号和本地码环信号相关峰连续多次超过捕获功率门限。捕获功率门限较高，通过仿真如果没有捕获上，一定无法到达这样的相关门限。连续多次表明捕获不是偶尔相关上，而是确凿捕获上。捕获阶段码环信号仅仅计算当前信号，此时结构简单，不进行超前和滞后阶段码环数值的计算。捕获之后，进入跟踪状态。

在完成直扩信号的捕获后，收发扩频伪码相位差在一个码元之内，从而转入跟踪状态。跟踪阶段此时需要计算当前码，超前码和滞后码，这种伪码跟踪环的相关运算采用了两个独立的相关器：超前码(早码)相关器和滞后码(晚码)相关器。输入信号分成三路：一路同超前本地参考码(早码)相关；另一路同滞后本地参考码(晚码)相关；中间一路是当前码和本地参考码相关。相关结果再经过积分或累加、平方、加减运算完成鉴相，即频偏,利用超前码相关数值和滞后码相关数值的比较得到码的控制方向和大小，当前码的数值决定是否还在跟踪状态，当系统处于跟踪状态，当前相关码数值连续小于一定门限，表明跟踪状态丢失，重新回到捕获阶段。

伪码跟踪环由码相关器、码环路滤波器、码nco(数字控制振荡器)和码产生器4部分组成。其中，码相关器起鉴相的作用、输入的数字中频信号分为两路，和本地载波i、q两路相乘后进入码相关器，分别和当前e、超前p和滞后l,三路伪码进行相关，得到六路相关结果，作加减运算后得到相位误差信号。

而相位误差信号经环路滤波后用于修正码nco的频率控制字，使码nco的输出频率按输入频率的动态变化。环路滤波器的作用不仅仅是滤除噪声，而且要能跟踪信号的动态。环路滤波器决定了伪码跟踪环的动态性能。当然本发明并没有采用环路滤波来滤除噪声，而是采用了一种连续相关性来判断信号的方向性。

如图3，码同步分为两种状态：“捕获状态”，“跟踪状态”。捕获阶段的特点：调整方向不变,调整步长固定且调整步长较大，一直到满足捕获条件，状态由捕获变成跟踪状态。需要连续两次满足捕获门限才算完成捕获，为了防止跳过捕获点，固定的码长调整长度也不能太大，一般取一个码周期的1/8或者1/4,也就是fcode/8或者fcode/4，这样的调整步长既不会遗漏相关峰，也能够加快捕获周期。

捕获上的条件是：连续多次超过捕获功率门限。捕获功率门限较高，通过仿真如果没有捕获上，一定无法到达这样的相关门限。连续多次表明捕获不是偶尔相关上，而是确凿捕获上，系统才从“捕获状态”进入“跟踪状态”。

当系统处于“跟踪状态时”，只有连续多次小于失锁门限，信号才会从跟踪状态跳变到捕获状态。(不会由于一次意外而跳出跟踪状态，保证跟踪状态的稳定性)。

系统进入“跟踪状态”后，也不是每一次都进行“码相位增量”的调整，而是当前码和上一次码相位调整方向连续多次(本实施例中，默认4次)一致，才进行码相位增量的调整，保证每一次调整是必须而非偶然，进一步增强跟踪阶段系统的稳定性。一旦出现前后码相位调整方向不一样，则方向一致性计数器(counter_track)清空设置为零值。上述处理就完成了环路滤波器的作用。对于码同步器来说，环路滤波器的设计是整个设计中的关键问题，因为环路滤波器的参数是码同步器中实际可调几个参数之一，码同步器的性能很大程度上依赖于环路滤波器的设计。

如图4，tc表示码片、-tc/2为滞后码，滞后半个码片，tc/2为超前码，t表示周期，n表示超前码和滞后码的个数，超前半个码片，码相位调整方向(code_err(n))由超前码功率(pow_e(n))减去滞后码功率(pow_l(n))的方向决定，如下code_err(n)＝超前码功率pow_e(n)-滞后码功率pow_l(n)；调整大小(dll_pd(n))直接对相减数值(code_err(n))除以一个恒定数值(2^k)，实际上移位操作即可，如dll_pd(n)＝code_err(n)/2^k；

并且码环的调整方向连续四次一致，如下则表明调整方向没有来回震荡，则表明需要调整。只要code_err(n)*code_err(n-1)>0，则counter_track＝counter_track+1，等到counter_track大于4时，则开始调整，一旦出现code_err(n)*code_err(n-1)<0,则表明调整方向在跳变，此时再设置counter_track＝0，不再调整。然后继续等待调整方向的一致性。

获得码相位增量(codefcw)后，则需要生成一个符号(sp_point)对应的当前码信息，如果码相位增量大小为基本码速率(f_code)，则生成的当前码相位(refp)长度等于sp_point＝sp_len*ipoint＝2040，当然码相位按照dll_pd(n)＝code_err(n)/2^k变动时，长度有可能大于sp_point，也有可能小于sp_point。此时真正体现了码相位的调节作用。通过加快或者缩短sp_point长度，完成码环的捕获。并且每一次码环调节时，通过acc＝phase_out；来继承上一次码的最后相位，保持相位的连续性。

当前码信号每调节一次，超前码和滞后码也要相应调节一次，保证这些码相位积分具有可比性。超前码的设置是相对当前码前移动半个扩频码长ref_e＝[ref_p(m+1:end),ref_p(1:m)]，滞后码的设置是相对当前码延迟移动半个扩频码长：

ref_l＝[ref_p(end-m+1:end),ref_p(1:end-m)]％％滞后phase_out＝phase_in；

其中，半个码长的含义是扩频后的信号过采样ipiont的8倍，则对过采样这个信号前面移动或者滞后移动ipoint/2长度，就表明了延迟或者滞后。例如扩频信号速率是8mhz，而adc采样信号速率是64msps，则ipoint＝8；

如图5，示意了当预先设置14khz频偏时，码环同步不影响。因为200次码跟踪后，当前p的幅度接近e/l幅度的两倍，说明同步相对稳定。

如图6，示意了多径信道下(3条路径)和有多普勒扩展下码环的跟踪情况，此时码环仍能够相对准确的跟踪，仍然保持当前码相比延迟和超前码幅度两倍的关系。说明本发明有很好的抗多径性能。

对于方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明实施例并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明实施例，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作并不一定是本发明实施例所必须的。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。