一种抗阻塞式干扰的混合扩频方法与流程

本发明属于信息处理技术领域，更进一步涉及一种抗阻塞式干扰的混合扩频方法，可用于卫星导航系统中。

背景技术

随着卫星导航系统的广泛应用，导航信息的安全问题越来越受到人们的关注。导航卫星距地球表面的距离约为20000km，并且发射端信号的功率不是太大，因此信号经过长距离的传输，到达用户接收机端时功率已变得非常微弱。卫星信号本身的抗干扰裕度不大，卫星信号的调制过程一般采用扩频调制，扩频系统能够在一定程度上抵抗干扰，但当干扰功率足够大时，接收机端就不能有效抵抗干扰。

中国人民解放军国防科学技术大学申请的专利“一种ds_fh混合扩频通信系统窄带干扰检测处理方法”(申请号：201210234469.2，申请公布号：cn102752015b)公开了一种ds_fh混合扩频通信系统窄带干扰检测处理方法。该方法包括：

第一步：计算频域信号；

第二步：求初始门限；

第三步：求高、低门限；

第四步：计算干扰抑制后的信号。

该方法的不足之处在于：这种ds_fh混合扩频通信系统只能够有效的对抗窄带干扰，对于宽带干扰和部分频带干扰的抑制能力不强。

韩明等人提出一种基于ds/fh混合扩频的卫星导航系统抗干扰技术，在发射端，将数据进行bpsk调制，并与c/a码相乘形成直扩信号，然后经过低通滤波器，再进行跳频调制，最后上变频到射频，将信号放大输出。在这里跳频只是将直扩后的信号在频域上进行搬移，并且跳频频隙要与直扩信号的带宽相等。在接收端，先将信号进行解跳，经过带通滤波器变换到中频，然后对信号进行解扩和解调处理，最终得到发射端的原始数据信息。该方法存在的问题是：

1.要求收发两端信号的载波跳变规律、频隙起始时刻和直扩伪码相位要一致，以保持稳定的中频信号输出，即必须保证收发两端的严格同步；

2.将直扩后的信号进行跳频处理，在同一时刻有且仅有一个频隙被占用，频谱效率低；

3.ds/fh混合扩频该方法只是将ds后的信号在频域上进行频谱搬移，对单频干扰，窄带干扰和部分频带干扰的抵抗性较弱。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提出一种抗阻塞式干扰的混合扩频方法，旨在不需要收发两端严格同步的条件下，提高对单频干扰，窄带干扰和部分频带干扰的抵抗性，并提高系统的频谱效率。

本发明的技术方案是：发射端先对导航电文信号进行直接序列扩频处理，将得到的扩频信息进行分组操作；然后利用扩频信息中固定位数的比特值作为载频选择的索引控制载频随机跳变，同时将扩频信息间接发送出去；多组信息同时进行跳频操作，用以提高系统的频谱效率。其实现步骤包括如下：

1.一种抗阻塞式干扰的混合扩频方法，包括：

(1)发射端将导航电文信号d进行直接序列扩频处理，得到扩频信号s；

(2)设置发射端初始条件：

(2a)设总的可用信道数为可用信道中心频率集合为将可用信道分为互不重叠的ng组，其中，0≤ng≤nc，0≤bg≤bs，设跳频次数为nh，扩频信号s的长度为l，将扩频信号s划分为m个长度为l1的信息块记初始迭代变量为n，设置它的初始值为n＝1，记信息驱动频率集合为c，设其初值为空集；

(2b)记分组迭代变量为m，设其初值为m＝1；设跳频迭代变量为i，其初始值为i＝1；

(3)发射端进行信息驱动跳频：

(3a)将步骤(2a)中的第n个信息块表示为：n∈[1,m]，其中，cn,m表示第n个信息块sn的第m个信息向量组，它由nh个信息向量组成；

(3b)将第m个信息向量组cn,m中的第i个向量按照下式转换为十进制数式中，bin2dec()表示将二进制数转为十进制数，i∈[1,nh]；

(3c)按下式，将(3b)中的十进制数转化为载频索引根据载频索引在可用信道中心频率集合中查找到所对应的频率将它加入到信息驱动频率集合c中：

(4)判断分组迭代变量：若分组迭代变量m＜ng，则将分组迭代变量m增加1，返回步骤(3b)；若m＝ng，则将信息驱动频率集合c中的所有频率作为载波，将ng个幅度为w的正弦信号同时发射出去并清空信息驱动频率集合c，判断跳频迭代变量：如果跳频迭代变量i＜nh，则将跳频迭代变量i增加1，分组迭代变量m重置为1，返回步骤(3b)；如果跳频迭代变量i＝nh，判断初始迭代变量：若初始迭代变量n＜m，则将初始迭代变量n增加1，返回步骤(2b)；若n＝m时，发射端完成信息驱动跳频；

(5)接收端进行解跳：

(5a)记分块迭代变量为l，设置它的初始值为l＝1；

(5b)记解跳迭代变量为j，设置它的初始值为j＝1；

(5c)在第(l-1)nh+j个跳频周期内，接收端找到滤波器组输出功率最强的ng个信号，将它们的载频在可用信道中心频率集合中所对应的索引值按照升序排列，得到第l个信息块的第j次信息跳频的载频索引估计值

(5d)按照下式，根据载频索引估计值估计第l个信息块的第j个信息向量组并将它写入到一个ng×nh的二元信息矢量矩阵的第j列：

其中，表示接收端估计的第l个信息块sl中第j个信息向量组tl,j中的第k个向量，它位于二元信息矢量矩阵的第k行、第j列；

(5e)将解跳迭代变量j与跳频次数nh进行比较，若j＜nh，则将j增加1，返回步骤(5c)；若j＝nh，则执行下一步；

(5f)设置读变量r为1；

(5g)将二元信息矢量矩阵的第r行的元素取出，将它们依次首尾相接构成第l个信息块的第r个信息向量

(5h)判断读变量r：若读变量r＜ng，则令读变量r增加1，返回步骤(5g)；否则，用得到的第l个信息块的ng个信息向量依次首尾相接构成第l个信息块的估计值

(6)将分块迭代变量l与信息块个数m进行比较：若l＜m，则l增加1，返回步骤(5b)；否则发射端完成信息的解跳，将得到的各个信息块的估计值依次首尾相接，得到估计的扩频信号对估计的扩频信号进行解扩，得到gps卫星端发送的导航电文d。本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明由于将信息传输可用的信道进行了分组，多组信息可以同时并行传输，因此，本发明方法具有较高的频谱利用率。

第二，本发明由于将发送端的扩频信号以控制跳频规律的方式间接地发送出去的，即使某个频点受到阻塞式干扰，也不会影响该频点所对应信息的恢复，从而降低误码率，因此，本发明方法可以有效地对抗阻塞式干扰。

第三，本发明由于发送端的跳频规律是由扩频信号控制的，在接收端进行信号接收时用滤波器组进行盲检测估计即可，因此，本发明方法不需要严格的同步机制。

附图说明

图1为本发明的实现流程图；

图2为本发明和现有方法的频谱效率曲线对比图；

图3为本发明和现有方法在单频干扰下的误比特率曲线对比图；

图4为本发明和现有方法在部分频带干扰下的误比特率曲线对比图；

图5为本发明和现有方法在窄带干扰下的误比特率曲线对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

参照图1，本发明的实现步骤如下。

步骤1，发射端进行直接序列扩频。

发射端将导航电文信号d与c/a码相乘,得到扩频信号s。

步骤2，设置发射端初始条件。

(2a)设总的可用信道数为可用信道对应的频率集合为将可用信道分为互不重叠的ng组，其中，0≤ng≤nc，0≤bg≤bs；

(2b)设一个符号周期内跳频次数为nh，扩频信号s的长度为l，将扩频信号s划分为m个长度为l1的信息块该信息块长度l1通过下式计算：

l1＝[nh(bs-bg)]ng，并判断l能否被l1整除：

若l能被l1整除，则m＝l/l1；

若l不能被l1整除，则返回步骤(2a)调整ng的大小，使得l/l1的余数r＝bc·nh，其中，0＜bc≤bs，表示向上取整；

(2c)记初始迭代变量为n，设置它的初始值为n＝1；记载频频率集合为c，设其初值为空集；

(2d)记分组迭代变量为m，设置它的初始值为m＝1；设跳频迭代变量为i，其初始值为i＝1。

步骤3，发射端进行信息驱动跳频。

(3a)将步骤(2b)中的第n个信息块表示为：m∈[1,ng]，n∈[1,m]，其中，cn,m表示第n个信息块sn中的第m个信息向量组，其长度为nh；

(3b)将第m个信息向量组cn,m中的第i个向量按照下式转换为十进制数式中，bin2dec()表示将二进制数转为十进制数，i∈[1,nh]；

(3c)按照下式，将(3b)中的十进制数转化为载频索引根据载频索引在频率集合中查找到所对应的载频将它加入到载频频率集合c中：

(3d)判断分组迭代变量：若分组迭代变量m＜ng，则将分组迭代变量m增加1，返回步骤(3b)；若m＝ng，则将信息驱动频率集合c中的所有频率作为载波，将ng个幅度为w的正弦信号同时发射出去并清空信息驱动频率集合c，判断跳频迭代变量：如果跳频迭代变量i＜nh，则将跳频迭代变量i增加1，分组迭代变量m重置为1，返回步骤(3b)；如果跳频迭代变量i＝nh，判断初始迭代变量：若初始迭代变量n＜m，则将初始迭代变量n增加1，返回步骤(2d)；若n＝m时，发射端完成信息驱动跳频。

步骤4，接收端进行解跳。

(4a)记分块迭代变量为l，设置它的初始值为l＝1；

(4b)记解跳迭代变量为j，设置它的初始值为j＝1；

(4c)在第(l-1)nh+j个跳频周期内，接收端找到滤波器组输出功率最强的ng个信号，将它们的载频在可用信道中心频率集合中所对应的索引值按照升序排列，得到第l个信息块的第j次信息跳频的载频索引估计值

(4d)按照下式，根据载频索引估计值估计第l个信息块的第j个信息向量组并将它写入到一个ng×nh的二元信息矢量矩阵的第j列：

其中，表示接收端估计的第l个信息块sl中第j个信息向量组tl,j中的第k个向量，它位于二元信息矢量矩阵的第k行、第j列；

(4e)将解跳迭代变量j与跳频次数nh进行比较，若j＜nh，则将j增加1，返回步骤(4c)；若j＝nh，则执行下一步；

(4f)设置读变量r为1；

(4g)将二元信息矢量矩阵的第r行的元素取出，将它们依次首尾相接构成第l个信息块的第r个信息向量

(4h)判断读变量r：若读变量r<ng，则令读变量r增加1，返回步骤(4g)；否则，用得到的第l个信息块的ng个信息向量依次首尾相接构成第l个信息块的估计值其中||表示将两个向量首尾相接；

(4i)将分块迭代变量l与信息块个数m进行比较：若l＜m，则l增加1，返回步骤(4b)；否则发射端完成信息的解跳，将得到的各个信息块的估计值依次首尾相接，得到估计的扩频信号

步骤5，接收端进行信息解扩。

将估计的扩频信号与c/a码相乘再累加，得到gps卫星端发送的导航电文信号d。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明。

1.仿真条件

仿真实验在intelpentiume58003.2ghzcpu、内存2gb的计算机上进行。仿真中，信息长度为40bit，系统可用的频率范围为40hz～1000hz，跳频间隙为30hz，干扰的中心频率为600hz，窄带干扰带宽为20hz，部分频带干扰带宽为100hz。

2.仿真内容

仿真1.用本发明和现有ds/fh方法在可用信道数不同的条件下，分别对本发明方法ds/mdfh和ds/fh方法的频谱效率进行了仿真比较。结果如图2所示，图2中横坐标表示可用信道数，纵坐标表示频谱效率，单位为bit/s/hz。

从图2可见，本发明的频谱效率要比ds/fh方法的频谱效率高，且随着可用信道数目逐渐增多，ds/fh方法的频谱效率逐渐减小。

仿真2.用本发明和现有ds/fh方法及ds方法在不同信噪比的条件下，分别对信号进行单频干扰，并对接收端获得的信源信息进行误比特率仿真，结果如图3所示，图3中横坐标表示信噪比eb/n0，单位是db，纵坐标ber表示误比特率。

从图3可见，随着信噪比eb/n0的增大，本发明和现有ds/fh方法的误比特率逐渐减小，但是本发明方法的误比特率的下降速度要远远快于ds和ds/fh混合扩频方法，在单频干扰下，本发明方法表现出优于ds方法和ds/fh混合扩频方法的误比特率性能。

仿真3.用本发明跳频点数为8的情况下，与现有ds/fh方法跳频点数为8时及ds方法在不同信噪比的条件下，分别对信号进行部分频带干扰，仿真结果如图4所示，图4中横坐标表示信干比，单位是db，纵坐标表示误比特率。

从图3可见，在部分频带干扰下，本发明的跳频点数为8时，现有ds/fh方法跳频点数为8时及ds方法的误比特率均随着信干比的增大而逐渐下降，但是在本发明的跳频点数为8的情况下，误比特率下降速度要快于ds/fh方法跳频点数为8的情况和ds方法，在信干比和跳频点数相同的情况下，本发明的误比特率性能要优于ds/fh混合扩频方法。

仿真4.用本发明跳频点数为8的情况下，与现有ds/fh方法跳频点数为8时及ds方法在不同信噪比的条件下，分别对信号进行窄带干扰，仿真结果如图5所示，图5中横坐标表示信干比，单位是db，纵坐标表示误比特率。

从图5可见，在窄带干扰下，本发明的跳频点数为8时，现有ds/fh方法跳频点数为8时及ds方法的误比特率均随着信干比的增大而逐渐下降，但是在本发明的跳频点数为8的情况下，误比特率下降速度要快于ds/fh方法跳频点数为8的情况和ds方法，在信干比和跳频点数相同的情况下，本发明的误比特率性能要优于ds/fh混合扩频方法。