带宽卫星通信系统OFDM同步方法、装置及可读存储介质与流程

本发明涉及卫星通信技术领域，具体涉及一种带宽卫星通信系统ofdm同步方法、装置及计算机可读存储介质。

背景技术：

正交频分复用(ofdm，orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)是一种多载波调制方式，它将高速数据信号经串并转换成多个并行的低速子数据流，并对每个子数据进行相应地载波调制。各个子载波之间允许重叠，但是只要各个子载波保持严格的正交性，多个并行的子数据流并不会相互干扰。从这个角度上来说，ofdm系统的频带利用率非常高。此外，ofdm系统将数据串并转换到多个子载波上调制，每个子信道的带宽小于相干带宽，每个子信道可以看成平坦衰落，在时域上看，每个并行的数据时域变宽。除此之外，由于循环前缀(cp，cyclicprefix)的引入，可以提供一段保护周期，从而更好的抑制符号间干扰。因此，cp-ofdm技术可以很好抵抗多径带来的码间串扰，成为目前地面无线通信系统的主流调制波形技术。

尽管ofdm具有良好的频谱效率和抗多径能力，但由于ofdm系统要求子载波之间严格正交，因此其对同步误差尤其是载波频偏(cfo，carrierfrequencyoffset)异常敏感。因此，同步性能，包括时偏(to，timingoffset)和cfo估计精度，一直是影响ofdm系统性能的关键因素。

随着天地一体化发展的需求，由于地面无线通信网络均采用ofdm调制，将ofdm技术应用于卫星通信系统将极大的促进这一进程。同时，由于宽带传输需求的日益增长和l、s等工作频段的日益拥挤，无线通信尤其是宽带卫星通信的工作频段可能会逐渐向ka等高频频段转移。频段的提高使得通信系统更容易存在较大的cfo，因此，提高cfo的估计精度也即提高同步系统的性能将会变得非常重要。

ofdm同步算法一般通过训练序列的相关特性进行同步。目前在ofdm系统中，同步训练序列一般选取恒幅零自相关(cazac，constantamplitudezeroautocorrelation)序列。根据相关操作的类型可以分为自相关同步算法与互相关同步算法。采用自相关同步算法的情况下，训练序列的结构一般是两段前后相同的零自相关序列。在接收端将前后两段相同的cazac序列进行自相关运算来寻找最大相关值点来确定定时点，并完成相应的cfo估计。自相关算法的优点是定时同步不受频偏影响，但是在低信噪比下，定时同步精确度低。互相关同步算法是接收信号与本地副本训练序列进行互相关运算来进行同步的算法。互相关算法可以得到较高的定时估计信噪比，但此种类型的算法定时同步受频偏影响较大，导致此频偏估计范围有限。为了兼容存在较大频偏的场景，本发明主要关注自相关同步算法。

由于cp的存在并且在训练符号时域信号中，cp等于训练序列尾部序列值，因此，在进行相关运算时，在训练符号cp开始处会出现一个伪相关峰值，从而对定时同步造成干扰。为避免这一问题，通常的做法是：对训练序列进行加权，即对cp后的训练序列用其他序列进行加权改变训练序列的数值，从而避免与cp数值相同；在接收端通过去加权操作解除加权序列对相关计算的影响。目前常用的加权方案有两种，其中一种是采用伪噪声(pn，pseudo-noise)序列对全部训练序列进行加权。另一种是采用随机相位序列对前半部分训练序列进行加权。后一种加权方式可以显著减少相位噪声，提高cfo估计的精度。

本发明在上述方案基础上，进一步改进以提高cfo估计的精度。

技术实现要素：

为了至少部分地解决现技术存在的问题，本发明实施例期望提供一种带宽卫星通信系统ofdm同步方法、装置及计算机可读存储介质。

根据第一方面，一种实施例中提供了一种带宽卫星通信系统ofdm同步方法，包括：

采用加权序列对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列；其中，所述基础训练序列由前后两组相同的零自相关序列组构成，所述加权序列是零自相关序列或者能够与被加权序列部分加权后生成零自相关序列的序列。

优选地，所述零自相关序列为cazac序列。

优选地，构成所述基础训练序列的各个零自相关序列z1的表达式为：

其中，k为序列采样序号；e为自然常数；j为虚数单位即j²＝-1；π为圆周率常数；n1为偶数，代表z1的长度，n1和m1互为质数。

在第一种可选方式中，所述加权序列w1的表达式为：

其中，k为序列采样序号；e为自然常数；j为虚数单位即j²＝-1；π为圆周率常数；n2为偶数，代表加权序列w1的长度，n2和m2互为质数，且m1≠m2，ncp为基础训练序列的循环前缀长度，nb为基础训练序列的总长度；

在第一种可选方式中，采用所述加权序列w1对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列，包括：

从所述基础训练序列的第一位开始将所述加权序列w1与所述基础训练序列逐位相乘，得到目标训练序列。

在第二种可选实施方式中，所述采用一个加权序列对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列，包括：

找出所述基础训练序列中位于最前面的一个零自相关序列；

采用加权序列对被加权序列部分进行加权得到另一个零自相关序列；

由得到的零自相关序列与所述基础训练序列中未被加权的序列部分共同构成目标训练序列。

在第二种可选方式中，所述能够与被加权序列加权后生成零自相关序列的序列的长度等于被加权序列的长度。

上述方案中，所述采用一个加权序列对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列之前，所述方法还包括：

生成加权序列。

根据第二方面，一种实施例中提供了一种带宽卫星通信系统ofdm同步装置，包括：划分模块、加权序列生成模块和加权模块；其中，

所述加权序列生成模块，用于生成加权序列，所述加权序列是零自相关序列或者能够与被加权序列部分加权后生成零自相关序列的序列；

所述加权模块，用于采用所述加权序列对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列。

优选地，构成所述基础训练序列的各个零自相关序列z1的表达式为：

其中，k为序列采样序号；e为自然常数；j为虚数单位即j²＝-1；π为圆周率常数；n1为偶数，代表z1的长度，n1和m1互为质数。

根据第三方面，一种实施例中提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质包括程序，所述程序用于被处理器执行以实现如上述第一方面所述的方法。

与现有技术相比，本发明实施例至少具备以下优点：

根据本发明实施例提供的带宽卫星通信系统ofdm同步序列生成方法，包括：采用加权序列对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列；其中，所述基础训练序列由前后两组相同的零自相关序列组构成，所述加权序列是零自相关序列或者能够与被加权序列部分加权后生成零自相关序列的序列。基于上述方案，通过特定加权序列对基础训练序列进行加权，能够通过序列的零自相关特性降低多径信号的干扰，减弱载波频偏估计时多径分量带来的干扰，从而提高载波频偏的估计精度。

附图说明

图1是现有ofdm通信系统通信流程图；

图2是包含训练序列的ofdm信号时域结构图；

图3是一种零自相关序列结构示意图；

图4是本发明带宽卫星通信系统ofdm同步方法在一种实施方式中的基本流程图；

图5是本发明中基础训练序列在一种实施方式中的结构示意图；

图6是本发明在一种实施方式中对基础训练序列进行加权的原理图；

图7是本发明中基础训练序列在第二种实施方式中的结构示意图；

图8是本发明在第二种实施方式中对基础训练序列进行加权的原理图；

图9是本发明带宽卫星通信系统ofdm同步方法在第二种实施方式中的基本流程图；

图10是本发明带宽卫星通信系统ofdm同步方法在satelliteb信道下的一种定时估计误差；

图11是本发明带宽卫星通信系统ofdm同步方法pedestriana信道下的一种定时估计误差；

图12是本发明带宽卫星通信系统ofdm同步方法satelliteb信道下的一种cfo估计rmse性能；

图13是本发明带宽卫星通信系统ofdm同步方法pedestriana信道下的一种cfo估计rmse性能；

图14是本发明带宽卫星通信系统ofdm装置在一种实施方式中的基本结构图；

图15是本发明带宽卫星通信系统ofdm装置在第二种实施方式中的基本结构图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。

另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。

本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接(联接)。

典型ofdm通信系统通信结构框图如图1所示。参照图1，在发射端，频域调制数据经ifft变换、添加循环前缀(cp)等操作后得到时域的基带信号s，并进行数模(da，digital-to-analog)变换及上变频后进入信道。在接收端，对接收信号进行下变频和模数(ad，analog-to-digital)变换后得到接收的基带信号r。在理想条件下，发射基带信号s应与接收基带信号r相同。但实际上由于实际信道中的时延、衰落、多普勒频偏及噪声等的影响，以及收发机的时钟频率一般存在偏差，这些都造成了接收信号r与发射信号s在时间、频率、幅值和相位等方面的差异。为完成数据的解调，首先要保证接收信号与发射信号间的相对定时和频率一致，即首先需要对接收信号进行时频同步操作。在ofdm系统中，时频同步一般借助于时域训练序列完成。训练序列可以位于信号的起始处，称为前导训练序列，也可以插入在信号之中。图2表示了训练序列插入在信号中的情景，在图2中，训练序列也可以添加cp，从而使得总长度为一个ofdm符号长度。训练序列既可以单独生成，然后再插入到ofdm时域基带信号中，也可以占据一个或多个ofdm频域调制符号由ifft产生，从而可以直接嵌入到时域信号中。在实际应用中，后者即由ifft直接产生的情景更为常见。

实际上，不管训练序列如何嵌入到ofdm信号中，训练序列在时域中的结构或特性直接关系到同步的性能。因此本发明重点关注时域训练序列自身的构造特性及对同步性能的影响。

本发明实施例主要针对存在较大载波频偏的场景，选取特定的加权序列对基础训练序列进行加权得到目标训练序列，从而消除cp对定时同步带来的干扰。

通常，自相关ofdm同步方案的时域训练序列(即经过ifft操作后没有添加cp的时域信号，下称基础训练序列)被设计为一个ofdm符号内的两个相同的零自相关序列，这里的零自相关序列通常选择为cazac序列z1，如图2所示。图中，ofdm数据长度(也即基础训练序列长度nb)为2n1，ncp为循环前缀长度。

在定时同步时，利用该序列的结构，可以通过寻找接收信号中前后两段长度为n的序列相同的时刻点作为符号定时点(在该定时点上cp结束，ofdm符号数据开始)。然而，由于cp为z1的尾部部分序列的复制，因此，在cp的起始处，也可以得到类似的性质，从而对正确定时产生影响。为避免cp对定时同步的干扰，本发明实施例采用加权训练序列的方式来消除这种干扰。

加权训练序列即通过加权序列对基础训练序列z1进行序列相乘从而构造新的训练序列(目标训练序列)。对于加权处理后的训练序列，在接收端首先对整个训练序列包括cp进行对应的去加权操作后，即可恢复出两个连续的相同z1，由于之前并没有对cp进行加权，因此，去加权操作将使得cp段信号不再与ofdm尾部信号相同，因此也就消除了cp对定时同步的干扰。

具体地，针对加权序列的同步算法可以总结如下：

定时估计算法：

假设接收端收到的离散基带信号为r(k)，其中，k为离散时间序号。根据训练序列的特点，在定时偏移时间序号d处，定义同步相关计算函数p(d)：

由前述训练序列的构造可以发现，当定时偏移时间序号d位于正确的定时点(训练ofdm符号时域信号cp结束，训练符号数据部分开始)时，由于z1和z2的数值关系，p(d)可取得一个最大值。

由此，可以定义以下定时度量函数m(d)：

其中，r(d)为幅值归一化因子，定义为：

因此，定时偏差估计值τ可以通过根据接收信号计算并寻找定时度量函数的最大值获得，如(4)式所示：

其中，为求使m(d)最大的参数d值。

cfo估计：

假设接收机与接收信号之间的相对于子载波带宽的归一化载波频偏为v＝vf+vi，vf为小数倍频偏，vi为整数倍频偏。则vf同样可以根据同步相关计算函数p(d)求出，如下式所示：

其中，angle()为求相位操作，π为圆周率常数。

完成小数倍频偏估计并补偿小数倍频偏后，可以在频域对训练序列进行相关求取相关峰位置进而获取整数倍频偏。

为分析加权序列对同步性能的影响，下面引入多径信道模型进行分析。

由于卫星信道多径效应并不严重，同时为分析简便，我们假设信道为一个两抽头多径信道，即信道的冲激响应h(k)为：

h(k)＝h0δ(k)+h1δ(k-τ1)；(6)

其中，为分析方便第0条径的时延设置为0，τ1代表第1条径的相对时延(相对于第一条径的时延)。δ(k)为dirac函数，h0和h1分别代表第0条径和第1条径的信道抽头系数。同样为分析方便，下文中将h0归一化为1。

此时，接收信号r(k)可以表示为：

r(k)＝h0s(k)+h1s(k-τ1)+n(k)；(7)

其中，s(k)为包含训练序列的时域发射信号，n(k)为高斯白噪声。

由于定时估计和载波频偏估计均与同步相关计算函数p(d)直接相关，因此信道和训练序列对p(d)影响将决定同步的性能。在正确的定时点处，同步相关计算函数p(d)可以表示为：

其中，令k'＝k-τ1，为初始相位。

为提高载波频偏估计的精度，则需要尽可能的降低干扰信号。(8)式表明，在两抽头信道下，度量函数p(d)中的干扰项由三部分组成：

干扰项1：在信道系数保持不变的情况下，干扰项1的和值近似等效于基础序列z1序列的偏移自相关值，由于z1序列采用cazac序列，因此该干扰项影响较小。

干扰项2：同样在信道系数保持不变的情况下，干扰项2的和值近似为序列z1*w1的偏移自相关值，即对应加权后序列的自相关值。如该乘积序列为零自相关序列，该干扰项的影响也将减小。

干扰项3：在信道系数保持不变的情况下，干扰项3的和值近似等效于w1序列的偏移自相关值，即加权序列的自相关值。如该乘序列为零自相关序列，该干扰项的影响也将减小。

由于载波频偏估计值直接由函数p(d)的相位求得，如式(5)。因此，式(8)中p(d)中的干扰项数值越小，载波频偏估计的精度也越高。基于此，本发明实施例提出两种加权方法：

方法1：加权序列w1同样为零自相关序列。加权序列w1为零自相关序列，可以使得(8)式中的干扰项1趋于零，进而可以提高载波频偏估计的精度。

方法2：构造加权序列w1，使得z1*w1为零自相关序列。

加权后的序列z1*w1为零自相关序列，可以使得(8)式中的干扰项2趋于零，同样可以提高载波频偏估计的精度。

下面举具体实施例对本发明所提供的宽带卫星通信系统ofdm同步方法做以下详细介绍。

实施例一

参照图4，示出了本发明一种带宽卫星通信系统ofdm同步方法的步骤流程图，包括以下步骤：

步骤401、生成加权序列；

具体的，构成所述基础训练序列的各个零自相关序列z1的表达式为：

其中，k为序列采样序号；e为自然常数；j为虚数单位即j²＝-1；π为圆周率常数；n1为偶数，代表z1的长度；n1和m1互为质数。

需要说明的是，由于基础训练序列是由前后两组相同的零自相关序列组构成的，因此，所述基础训练序列中对应位置上的零自相关序列必须是完全一致的，也就是说对应位置上的零自相关序列中n1和m1的均相同。所谓对应位置是指：使得前后两组零自相序列组相同的零自相关序列的位置。

比如，将基础训练序列分成前后两个零自相关序列组时，两个零自相关序列组中第一个零自相关序列属于对应位置，两个零自相关序列组中第二个零自相关序列也属于对应位置，以此类推。

构成基础训练序列的零自相关序列可以是两个、四个、八个或者更多个。

例如，当构成基础训练序列的零自相关序列为两个时，这两个零自相关序列是两个完全相同的零自相关序列。

再例如，当构成基础训练序列的零自相关序列为四个时，这四个零自相关序列可以均是相同的零自相关序列，也可以是第一个和第三个零自相关序列相同，第二个和第四个零自相关序列相同。

再例如，当构成基础训练序列的零自相关序列为六个时，必须保证对应位置上的零自相关序列完全一致，也就是，第一个和第四个零自相关序列完全一致，第二个和第五个零自相关序列完全一致，第三个和第六个零自相关序列完全一致。在此前提下，非对应位置上的零自相关序列则可以相同也可以不同。

当基础训练序列为更多个零自相关序列构成时，其序列组成方式与上述原理相同。

步骤402、采用加权序列对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列；其中，所述基础训练序列由前后两组相同的零自相关序列组构成，所述加权序列是零自相关序列或者能够与被加权序列部分加权后生成零自相关序列的序列。

优选地，上述零自相关序列为cazac序列。

针对加权序列的选取，有两种方式：

第一种方式：选取另一个零自相关序列作为加权序列；

这里，可以选择cazac序列作为加权序列。

所述加权序列w1可以选取为zadoff-chu序列(zc序列)这种cazac序列，其表达式可以为：

其中，k为序列采样序号；e为自然常数；j为虚数单位即j²＝-1；π为圆周率常数；n2为偶数，代表加权序列w1的长度；n2和m2互为质数，且m1≠m2，ncp为基础训练序列的循环前缀长度，nb为基础训练序列的总长度。

也就是说，加权序列的长度必须大于等于基础训练序列的循环前缀的长度，且小于等于基础训练序列总长度的一半。

具体的，所述采用所述加权序列w1对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列，包括：

从所述基础训练序列的第一位开始将所述加权序列w1与所述基础训练序列逐位相乘，得到目标训练序列。

具体的，所得到的目标训练序列由加权得到的序列与基础训练序列中未进行加权的部分共同组成。

假设基础训练序列如图5所示，由两个cazac序列z1组成，z1的长度为n1。采用加权序列w1对基础训练序列进行加权，具体的加权原理图如图6所示。参照图6，所得到的目标训练序列为z1'和z1构成的序列。

在一种可选实施方式中，针对基础训练序列可以取n1＝128，m1＝1；针对加权序列可以取n2＝128，m2＝21。当然n2还可以取其它长度小于n1且大于基础训练序列的循环前缀长度的值。

再假设基础训练序列本身由四个序列块组成，基础训练序列示意图如图7所示，参照图7，每一个序列块的长度为n1/2，假设划分后的四个序列块分别为z2、z3、z2、z3；采用长度为n1/2的加权序列w2对第一个序列块(即，第一个z2)进行加权的原理图如图8所示。

第二种方式：选取一个能够与被加权序列部分加权后生成另一个零自相关序列的序列作为加权序列。

具体的，所述能够与所述被加权序列部分加权后生成零自相关序列的序列的长度等于被加权序列部分的长度。所述被加权序列部分是基础训练序列中位于最前面的一个零自相关序列。

具体的，采用第二种方式中的加权序列对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列，包括：

找出所述基础训练序列中位于最前面的一个零自相关序列作为被加权序列部分；

采用加权序列对所述被加权序列部分进行加权得到目另一个零自相关序列；

由得到的零自相关序列与所述基础训练序列中未被加权的序列部分共同构成目标训练序列。

需要说明的是，通常对一个零自相关序列进行加权得到另一个零自相关序列的可行度比较高，因此，在实际实现时，需要从基础训练序列中找到位于最前面的一个零自相关序列作为被加权序列部分，再确定一个能够与所述被加权序列部分加权后得到另一个零自相关序列的序列，该序列即为加权序列；利用该加权序列对基础训练序列中的被加权序列部分进行加权。

仍然假设基础序列由两个序列块，即由两个z1构成。加权序列能够与位于最前面的一个零自相关序列(即，第一个序列z1)加权后生成另一个零自相关序列的序列(假设为z1')；则要求z1'的长度必须等于z1的长度。

假设基础训练序列由两个相同的零自相关序列z1构成，其中，每个z1的表达式如下：

其中n1＝128，m1＝1；

加权序列可以设置为其中m2＝6，n2＝128。

此时，加权后的序列为由于m1+m2＝7，其与n1互质，因此加权后的序列也是一个zc序列，具备零自相关特性。

在本发明的一种可选实施方式中，参照图9，所述方法还包括：

步骤303、将所述目标训练序列作为同步训练序列发送给接收机，由接收机对接收信号进行定时同步操作。

具体的，所述接收机对接收信号所进行的定时同步操作包括：

定时同步误差估计和补偿

小数倍频偏估计和补偿；

整数倍频偏估计和补偿。

下面以子载波个数2n1＝256，子载波带宽为15khz的ofdm系统为例，对载波频偏估计精度进行仿真验证。其在itupedestriana信道和satelliteb信道下的定时同步及载波估计性能如图10-图13所示，其中，图10是satelliteb信道下的定时估计误差；图11是pedestriana信道下的定时估计误差；图12是satelliteb信道下的cfo估计性能；图13是pedestriana信道下的cfo估计性能。其中，定时误差采用平均定时误差表示，即定时的采样点偏差数量。cfo估计误差由相对于子载波带宽的均方根误差(rootmeansquareerror，rmse)表示。

从图10和图11中可以看出，在satelliteb和pedestriana信道下本发明实施例方法1(方法1采用加权序列自身为零自相关序列)和方法2(方法2采用加权后的序列为零自相关序列)的平均定时采样点偏差曲线与pn加权序列方法基本重合，在低信噪比区域略高于随机相位加权序列，但随着信噪比增加，四条曲线趋于重合，因此均能达到较好的定时同步效果。

从图12和图13中可以看出，由于本发明实施例所提出的加权序列设计方法减少了多径信号在载波估计计算时的干扰，在satelliteb和pedestriana信道下，随着信噪比条件的改善，本发明实施例方法1(方法1采用加权序列自身为零自相关序列)和方法2(方法2采用加权后的序列为零自相关序列)的cfo估计rmse误差曲线取值明显趋向低于pn加权序列方法和随机相位加权序列方法的误差曲线，并且随着信噪比的提高这一趋势愈发明显。这表明本发明实施例提出的两种加权序列构造方法及基于这种加权序列对基础训练序列进行加权得到目标训练序列的方法，均能很好地改善cfo估计的精度。因此，从仿真结果中可以看出本发明实施例所提出的两种训练序列加权方法能够在提供良好定时性能的同时可以提高载波频偏的估计精度。

综上，本发明实施例所提供的带宽卫星通信系统ofdm同步训练序列构造方法，包括：采用加权序列对基础训练序列进行部分加权，得到目标训练序列；其中，所述基础训练序列由前后两组相同的零自相关序列组构成，所述加权序列是零自相关序列或者能够与被加权序列加权后生成零自相关序列的序列。基于上述方案，通过特定加权序列对基础训练序列进行加权，能够通过构造加权序列为零自相关序列或被加权后的序列为零自相关序列的方式，减少(1)式中定义的定时相关同步函数p(d)在多径信道下的由于多径干扰信号的自相关值带来的干扰(如(8)式中所示的干扰项1、2、3)，从而提高载波频偏的估计精度。

实施例二

参照图14，本发明实施例二提供了一种宽带卫星通信系统ofdm同步装置包括：加权序列生成模块1401和加权模块1402；其中，

所述加权序列生成模块1401，用于生成加权序列，所述加权序列是零自相关序列或者能够与所述第一个序列块加权后生成零自相关序列的序列；

所述加权模块1402，用于采用所述加权序列对基础训练序列进行部分加权得到目标训练序列。

具体的，所述零自相关序列为cazac序列。

具体的，构成所述基础训练序列的各个零自相关序列z1的表达式为：

其中，k为序列采样序号；e为自然常数；j为虚数单位即j²＝-1；π为圆周率常数；n1为偶数，代表z1的长度；n1和m1互为质数。

由于基础训练序列是由前后两组相同的零自相关序列组构成的，因此，所述基础训练序列中对应位置上的零自相关序列必须是完全一致的，也就是说对应位置上的零自相关序列中n1和m1的均相同。所谓对应位置是指：使得前后两组零自相序列组相同的零自相关序列的位置。

在本实施例中，加权序列的构成有两种方式：

第一种方式：所述加权序列为另一个零自相关序列；

具体的，所述加权序列w1的表达式可以为：

其中，k为序列采样序号；e为自然常数；j为虚数单位即j²＝-1；π为圆周率常数；n2为偶数，代表加权序列w1的长度；n2和m2互为质数，且m1≠m2，ncp为基础训练序列的循环前缀长度，nb为基础训练序列的总长度。

在该方式中，所述加权模块1402用于从所述基础训练序列的第一位开始将所述加权序列w1与所述基础训练序列逐位相乘，得到目标训练序列。

具体的，所得到的目标训练序列由加权得到的序列与基础训练序列中未进行加权的部分共同组成。

第二种方式：所述加权序列为能够与被加权序列部分加权后生成零自相关序列的序列。

具体的，所述加权序列的长度等于所述被加权序列部分的长度。

该方式中，所述加权模块1402具体用于从所述基础训练序列的第一位开始将所述加权序列w1与所述基础训练序列逐位相乘，得到目标训练序列。

具体的，所得到的目标训练序列由加权得到的序列与基础训练序列中未进行加权的部分共同组成。

在本发明的一种可选实施方式中，参照图15，所述装置还包括：发送模块1403，用于将所述目标训练序列作为同步训练序列发送给接收机。

实施例三

本发明实施例三提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质包括程序，所述程序用于被处理器执行以实现如实施例一所述的方法。

本领域技术人员可以理解，上述实施方式中各种方法的全部或部分功能可以通过硬件的方式实现，也可以通过计算机程序的方式实现。当上述实施方式中全部或部分功能通过计算机程序的方式实现时，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：只读存储器、随机存储器、磁盘、光盘、硬盘等，通过计算机执行该程序以实现上述功能。例如，将程序存储在设备的存储器中，当通过处理器执行存储器中程序，即可实现上述全部或部分功能。另外，当上述实施方式中全部或部分功能通过计算机程序的方式实现时，该程序也可以存储在服务器、另一计算机、磁盘、光盘、闪存盘或移动硬盘等存储介质中，通过下载或复制保存到本地设备的存储器中，或对本地设备的系统进行版本更新，当通过处理器执行存储器中的程序时，即可实现上述实施方式中全部或部分功能。

以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。