专利名称：数字/模拟变换器失真补偿装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于补偿数字/模拟变换器中的有害的频率特性的装置。
数字/模拟变换器，或数/模变换器DAC，用于将脉冲编码调制信号置换成模拟信号的形式。通常用模拟/数字变换的方法产生脉冲编码调制信号，这时，此脉冲编调制信号(或二进制取样)代表了各对应时刻的模拟信号，换句话说，每个取样是一个离散幅度的脉冲。理想地应该以平坦的频率响应来表示各个取样。在将二进制取样变回到模拟域时，数/模变换器产生了代表对应于各二进制值的模拟幅度，这些模拟幅度具有一段相等于一个取样周期长的持续时间。原来的每个取样是相应于表示某个时刻的测量值，而在数/模变换器的输出端上，实际上已将每个瞬时时刻扩展成一个取样周期长的持续时间。由于这种时间上的扩展，变换后的模拟信号的频率响应具有Sin(πfT)/πfT的频率响应特性失真。此Sin(πfT)/πfT频率特性限制了信号带宽，以致这类数/模变换器输出的对应于各二进制输入信号的各输出的模拟信号的幅值都要持续一个取样周期。
本发明的目的是为了补偿所述Sin(πfT)/πfT频率响应特性，该频响特性是随同着系统中的数/模变换器的输出信号而出现的，这种系统包括一个非均一频率响应h(nT)的数字处理器和一个数/模变换器，两者相级联。为此，通过改变处理器设计而使其具有h(nT)＊g(nT)的频率响应，其中h(nT)是处理器的脉冲响应，g(nT)则是相应于DAC的频率响应的倒数的脉冲响应，而＊号代表卷积。另外，如果用F(ω)表示处理器的频率响应的付氏变换，而DAC的固有的频率响应为S(ω)，则该处理器可用具有在感兴趣的频率范围内的逆付氏变换IF(F(ω)/S(ω)所定义的频率响应的处理器来代替，式中IF(复角)表示为逆付氏变换函数。
图1是体现本发明的实施例的处理装置的方框图。
图2是体现本发明的视频信号去重影装置的方框图。
图3是实施本发明的部分数字伴音信号处理系统的方框图。
图1示出了本发明的第一实施例，它用于电视信号延迟装置中的光栅失真和聚焦校正电路。数字和模拟电视接收机均会有光栅失真和聚焦误差。水平聚焦和光栅失真，诸如枕形失真，可通过有选择地延迟在给定扫描行中的一种或一种以上的彩色信号来予以校正。这种延迟可通过将信号的取样以输入取样速率依次存入到存储器后又以相位变化的时钟信号依次将这些取样从存储器取出而完成。另外，如美国专利No.4，771，334中描述的，可通过内插顺序的信号取样来有效地和有选择地延迟相应的各彩色信号。即是说，这种方法是对大量顺序的取样的幅值予以标定并组合，以产生一个其幅值代表位于实际取样值的相应象素之间的象素的取样值。用不同的内插函数产生相应的顺序的内插取样。这只需在顺序的取样值计算时改变内插器中的标定系数就可做到。这种型式的内插器实际上是一些可编程自适应滤波器，该滤波器的脉冲响应为hi(nT)，其中指数i表示许多脉冲响应中的一个，这些脉冲响应可由编程内插器实现。
图1以框图形式示出了可用于电视接收的兰色信号通道中的聚焦和失真电路的一个例子。在红色和绿色信号通道也包括类似的电路，只不过在各个通道中的内插滤波器被编程为具有不同的信号延迟。在本例中，分离后的模拟兰色信号被加到产生代表该模拟信号的数字取样的模/数变换器51。数字取样被送到诸如先进先出存储器(FIFO)的缓冲存储器55。在FIFO中的取样又被加到水平内插滤波器56。内插滤波器56根据取决于沿水平扫描线上的当前象素的瞬时位置而有程度不同延迟的各个取样而产生相应的取样。即是说，处于一行两端的的内插取样有比较大的有效延迟，而处于行中心的取样则未被延迟。由内插滤波器56产生的取样被加到DAC57，由DAC57将数字取样变换成模拟信号形式并再将其送至显象管驱动电路。
水平内插滤波器56在控制电路53的控制下被调节，以便给出每个顺序的内插函数hi(nT)。控制电路53包括定时电路，它被编程，以便调节FIFO55使其根据相应的内插函数输出适当的信号取样。此外，控制电路53还包括计数电路，该计数电路由每个水平同步脉冲Hs复位到零，并计数取样时钟Fs的脉冲数。各个计数值表示沿水平扫描线上的当前位置。此计数值当作地址码加到系数存储器54中。系数存储器以用于编程内插滤波器的、并调节该滤波器使其具有特定函数Hi(nT)的标定系数来编程。于是，内插滤波器56在每一取样间隔被再编程(虽然它可能被编程从而对于一系列连续的取样间隔、特别是在扫描线的中央部分执行相同的功能)。每个函数hi(nT)用存储于存储器54中的一组系数hi1，hi2……hin来定义。给每个地址值提供一组系数。
理想地说，DAC57应在要转换的数字信号的频率范围内有一平坦的频率响应。然而，我们已知道在该电路中具体使用的DAC会在数/模变换过程使信号失真。也就是说DAC有一非均一的脉冲响应g(nT)。而这种脉冲响应g(nT)至少是由于DAC的S(πfT)πfT的输出特性的结果，并可能包括其它一些因素。为了校正DAC55的这种非理想频率特性，对内插波滤器56的设计作了修改。令Hi(ω)代表内插波滤器56的标称脉冲响应hi(nT)的付氏变换，令G(ω)衡表脉冲响应g(nT)的付氏变换。则修正后的内插滤波器的脉冲响应hi′(nT)相应于Hi(ω)与G(ω)之比的逆付氏变换，即相应于IF(Hi(ω)/G(ω));或
hi′(nT)＝hi(nT)＊g-1(nT)式中星号表示卷积，而g-1(nT)则为一时间响应函数，它的幅度和相位响应为g(nT)的倒数。
于是，为了补偿DAC的频率特性中的不希望有的滚降(roll-off)，存储在系数存储器54中的编程系数应相应于定义相应脉冲响应hi′(nT)的系数而不是脉冲响应hi(nT)的系数。要注意的是，实行此种补偿并不需要额外的硬件。
图2示出了在电视信号去重影装置中的另一实施例。在某些地域，广播电视信号会被一些实体目标反射并再与直接波信号相组合，其结果使此种接收到的信号解调后显示出来的图象是带有影子般的图象，即，出现与所需的、或者说直接波信号的图象有一位移的图象重影。通过加上去重影电路可以除去这些重影。
在图2中，所发送的电视信号被天线接收后加至调谐器和中频电路10。来自电路10的信号被加到解调器12，解调器12产生一个模拟基带复合电视信号。该复合电视信号加到模/数变换器14，由此得到代表该模拟复合信号的数字复合信号，并将此信号加到去重影装置，该去重影装置包括一个均衡滤波器15、一个分析器16和基准值源22。由均衡滤波器输出的去重影信号被加至数/模变换器18以将信号恢复到模拟形式。去重影后的模拟复合信号再加至处理电路20，处理电路20则可以是常规的电视接收机，或常规的再广播设备等等。
去重影装置属于称之为均衡滤波器的一类电路。通常实施均衡或去重影时，先要确定信号传输信道。然后构建均衡滤波器，使所传输的信号能通过此传输信道。读者可在T.Tanaka等人的题为“重影消除电路”(GhostCancellingCircuit)的美国专利4，897，725中看到这种采用频率变换技术的重影消除法的详细介绍。
假定广播信号包含由一脉冲响应特性V(nT)精确定义的有规则地重复出现的序列信号(有一相应的频率变换V(ω))。所接收的序列信号有一个脉冲特性X(nT)，它即是函数V(nT)与传输信道的的脉响应特性的卷积。分析器16一当接收到序列信号即将该信号隔离并将其存起来用作计算。所述计算包括产生所述被接收的序列信号的频率变换X(ω)。一个没有畸变的序列信号的变换V(ω)可从存储器获取并除以变换X(ω)。对上述商进行逆变换以产生函数h(nT)，该h(nT)定义一个均衡滤波器的所需的脉冲响应，以便补偿由传输信道所引入的失真(或所称的重影)。分析器被调整以便编程均衡滤波器使其具有脉冲响应h(nT)。
在图2的例子中，假设DAC18具有相应于sin(πfT)/πfT的脉冲响应g(nT)(带有相应的频率变换G(ω))。可以编程上述均衡或去重影滤波器15以便校正在传输信道引入的信号失真或由DAC引入的信号失真。这可以通过在计算均衡滤波器15的脉冲响应h′(nT)时加进频率变换G(ω)来实现。至少有两种方法可用于这些计算。一种方法是用(ω)乘以变换X(ω)，然后将此积除以变换V(ω)。其商的逆变换V(ω)即为所需的均衡滤波器15的合成脉冲响应。第二种使得分析器16所需的计算量较少的方法是在未失真的序列信号的变换内加入变换G(ω)。即利用由下式忖给出的序列信号变换V′(ω)V′(ω)＝V(ω)/G(ω)然后，由商V′(ω)/X(ω)产生函数h′(nT)。
在前面的例子中，用于编程均衡滤波器的脉冲响应是利用频率变换在频域内计算的，例如，用快速付氏变换计算的。熟悉自适应均衡(或去重影)滤波器设计的人们会认识到，也可以用包括被接收的序列信号的脉冲响应、未失真的序列信号的脉冲响应和DAC的脉冲响应的适当的函数做卷积运算而在时域中产生脉冲响应h(nT)。对于这些技术的详细介绍可见题名为“AdaptiveTelevisionGhostCancellationSystemincludingFilterCircuitryWithNon-IntegerSampleDelay”的美国专利No.4，864，403。
图3示出用于伴音信号处理系统中的本发明的第三个实施例。图中示出了一个数字立体声伴音处理器系统中的一个通道的部分电路。类似的电路可用于其它的立体声通道。单元89是一个用来提供例如左通道数字立体声信号的源，它可包括调谐、解调和信号混合电路。信号被加到级联的音量和平衡电路92、一个高低音电路90，一个DAC93及一个模拟低通滤波器95。使用者可通过使用者接口91加入的输入信号对音量和平衡电路以及高低音电路进行控制。在本例中假定DAC93赋与被变换的信号以Sin(πfT)/πfT频率响应特性。还假定低频滤波器应具有一个频率响应B(ω)＝L(ω)M(ω)，但实际上是频率响应被限制为L(ω)。
通常数字高低音电路用可编程滤波器实现，此可编程滤波器包括用来同时提供多个相对延迟的取样的延迟单元，还包括用于由可选择的加权因子来加权多个相对延迟的取样的定标电路，以及包括用来组合被加权的取样以产生其输出信号的求和装置。相应于对应的低频或高频响应特性的每组加权系数定义一个脉冲响应hi(nT)。相应的各组系数被存于用户接口91中。根据用户的要求，有一组系数可供用户按其欣赏爱好而选择。
如前面已说过，不希望的DAC93频率响应可在DAC前的电路中得到补偿，即通过高低音电路的可编程滤波器进行补偿。此外，低通滤波器95的缺陷在该高低音电路中得到补偿。这可通过改变存于用户接口的系数来编程高低音电路而达到。所存储的系数将定义脉冲响应h′i(nT)而不是hi(nT)，这里，h′i(nT)＝hi(nT)＊m(nT)＊g-1(nT)m(nT)是在要求的低通滤波器95的频率响应中所缺少的M(ω)的相应的脉冲响应，而g-1(nT)是DAC 93的不希望的脉冲的倒数时间响应，星号表示卷积函数。
权利要求
1.一种信号处理装置，包括相级联的一个数字滤器和一个数字/模拟变换器，其中所述的数字滤波器被用来执行由脉冲响应函数h(nT)所定义的滤波功能，其特征在于所述装置通过调节(53，54)所述滤波器(56)而使其呈现由下式定义的脉冲响应h′(nT)以便得到改进h′(nT)=h(nT)＊g(nT)式中g(nT)响应于所述数字/模拟变换器(57)的不希望的频率特性G(ω)的时间响应的倒数，在此，星号表示卷积，h是一指数整数，而T则为加到所述数字/模拟变换器的取样之间的时间。
2.一种信号处理装置，包括相级联的一个数字滤波器和一个数字/模拟变换器，其特征在于所述数字滤波器被用来执行由频率响应(ω)定义的滤波功能，所述处理装置通过调节所述滤波器使其具有由下式给出的频率响应H′(ω)而得到改进H′(ω)＝(ω)/G(ω)式中G(ω)相应于所述数字/模拟变换器的不希望的频率响应，而ω代表角频率。
3.如权利要求2所述的装置，其特征在于所述滤波器是一个具有加权装置的均衡滤波器，该加权装置用来接收一组相应于所述均衡滤波器的所希望的频率响应H(ω)的频率响应的加权系数h(nT)，所述装置还包括用于自适应地编程的所述均衡滤波器的装置，上述装置包括相应于预定参考信号的频率变换系数的参考值V(ω)的源;用于接收相应于所述预定参考信号的传输信号和产生相应于接收信号的频率变换系数的系数X(ω)的装置;相应于所述数字/模拟变换器的所述不希望的频率特性的频率变换系数G(ω)的源;一种装置，用来根据下式计算频率变换系数H(ω)H(ω)＝V(ω)/X(ω)G(ω)，以及用来执行频率变换系数H(ω)的逆频率变换以便提供系数h(nT);以及用于向所述均衡滤波器的加权装置提供所述系数h(nT)的装置。
4.如权利要求3所述的装置，其特征在于所述系数G(ω)代表频率响应特性Sin(πfT)/πfT。
5.如权利要求2所述的装置，其特征在于所述滤波器是一个具有加权装置的均衡滤波器，该加权装置用来接收一组相应于所述均衡滤波器的所希望的频度响应H(ω)的加权系数h(nT)，而所述装置还包括用于自适应地编程所述均衡滤波器的装置，以上所述的装置包括参考值V′(ω)的源，该V′(ω)相应于由下面的式定义的频率变换系数V′(ω)＝V(ω)/G(ω)式中V(ω)相应于预定参考信号的频率变换系数，而G(ω)则相应于表示数字/模拟变换器的频率响应的频率变换系数;一种装置，用来接收相应于所述预定参考信号的传输信号，和产生相应于被接收信号的频率换系数的系数X(ω)一种装置，用来根据等式H(ω)＝V′(ω)/X(ω)计算频率变换系数H(ω)，并对频率变换系数H(ω)做逆频率变换以求出系数h(nT);以及用来向所述均衡滤波器的加权装置提供所述系数h(nT)的装置。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于;所述系数G(ω)代表频率响应特性Sin(πfT)/πfT。
7.如权利要求2所述的装置，其特征在于所述滤波器是一个可编程内插滤波器，它包括用多个加权因子加权同样多个相应的顺序的信号取样、并形成相应的所述多个延迟的并加权的信号取样之和的装置;还包括向所述装置提供用于加权的加权因子组的装置，其中每组定义一个函数Hi′(ω);以及包括用于顺序地选择所述加权因子组中的各加权因子的装置;并且，每个函数Hi′(ω)由下式确定Hi′(ω)＝Hi(ω)/G(ω)其中Hi(ω)是多个所希望的内插函数中的一个，而G(ω)则是所述数字/模拟变换器的不希望的频率特性。
8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，G(ω)代表频率响应特性Sin(πfT)/πfT。
9.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述滤波器是一个均衡滤波器，它具有用来接收一组加权系数h(nT)的加权装置，此加权系数相应于所述均衡滤波器的所希望的频率响应特性;还包括用于自适应地编程所述均衡滤波器的装置;以上所述的装置包括一个参考值V(nT)的源，该参考值V(nT)相应于一个预定参考信号的顺序取样;用于接收相应于所述预定参考信号并用顺序取样值X(nT)来表示的被传输信号的装置;值g(nT)的源，该值g(nT)相应于所述数字/模拟变换器的脉冲响应;用于按下式计算加权系数h(nT)的装置h(nT)＝V(nT)＊X-1(nT)g-1(nT)式中＊号表示卷积函数，而g-1(nT)和X-1(nT)则是其幅度和相应相位分别为g(nT)和X(nT)的倒数的函数;及用于向所述均衡滤波器的所述加权装置提供所述系数h(nT)的装置。
10.根据权利要求9的装置，其特征在于，值g(nT)代表频率特性Sin(πfT)/πfT。
全文摘要
本发明用于补偿数字处理器(56)和数/模变换器DAC(51)组成的系统中伴随DAC(57)输出信号的Sin(X)/X响应，处理器(56)有非均匀的频率响应h(nT)。为此，通过改变(53，53)使处理器提供h(nT)*g(nT)的频率响应，其中h(nT)为处理器的脉冲响应，g(nT)为DAC频率响应的倒数的脉冲响应，*号表示卷积。此外，如处理器的频响的付氏变换为F(ω)，DAC的频响为S(ω)，则处理器的频响由在感兴趣的频带内的逆付氏变换IF(F(ω)/S(ω))确定。
文档编号H04N5/21GK1080451SQ93104440
公开日1994年1月5日 申请日期1993年4月8日 优先权日1992年4月10日
发明者C·B·迪特里希 申请人:Rca.汤姆森许可公司