专利名称：利用信号谱特性的信号处理设备的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及利用高斯最小频移键控(GMSK)或其它最小频移键控(MSK)信号来减小无线通信系统中的干扰，及更具体地涉及一种方法和设备，用于(ⅰ)抑制在通信接收机处收到的并占据与一个或多个所需信号相同或相邻频带的干扰信号，(ⅱ)如果需要，将通信接收机处接收的多个所需通信信号加以分离，及(ⅲ)将影响通信接收机处接收的一个或多个所需通信信号的失真加以校正，例如由多径射频(RF)传播频道所造成的失真。
本发明背景分为两大类(ⅰ)有关用于完成干扰抑制、信号分离和失真校正的滤波结构的工作，及(ⅱ)有关适应性算法的工作，该算法调整这些滤波结构中的系数以允许它们在移动、可携和个人无线通信系统所特有的信号环境中运行。然而此工作基本上与本发明不同。
A．滤波结构除单传感器FRESH滤波器和联合最大似然序列估计器以外，所有其它在用于在相同频带和时序间隔中接收多个GMSK或MSK信号的系统所能应用的干扰抑制和信号分离的现有工作都要求使用多个传感器(天线)。这项工作的另一要求是多个传感器收到的任何两个信号的空间特性必须足够地不同；如此要求得不到满足(或勉强地满足)，则滤波结构将无法抑制干扰和分离所需信号(或以差的质量做到这点)。这项工作包括所有属于线性时不变(LTI)时空滤波器类的滤波结构；此类滤波器由下列事实决定即它们的输出可用多个传感器的输出信号的幅值标定，相移和时移形式的和来数学地求模。显然，此类滤波器事实上表征所有以前开发过的用于处理由本发明解决的问题(及类似于它的问题)的滤波结构。
至于单传感器FRESH滤波器，现有工作中没有一项(ⅰ)讨论或描述将FRESH滤波应用于GMSK或其它MSK信号类，(ⅱ)讨论或描述对GSM或DECT标准的应用，(ⅲ)建议使用频移，该频移等于加或减信号比特率的一半，或等于两倍载频加或减比特率的一半，(ⅳ)显示一个与具有相同载频和比特率和不包含非共轭频移路径的多个GMSK信号(对于具有零载波偏移的复杂包络线)相关的3路经LCL-FRESH结构，(ⅴ)显示与邻频道GMSK干扰相关的2路径、2输入LCL-FRESH结构，(ⅵ)显示与邻频道GMSK干扰相关的3路径3输入LCL-FRESH结构，(ⅶ)显示包括其所有3路径LCL-FRESH滤波器输出量求和的每个传感器输出端的2路径或3路径LCL-FRESH结构的每个相同形式在内的一个多传感器3路径LCL-FRESH结构，(ⅷ)描述用于适配任何滤波器以分离GMSK或MSK信号的任何部分盲暗方法，(ⅸ)描述用于适配任何类信号的训练辅助常模数算法(CMA)方法，(ⅹ)使用任何FRESH滤波方法展示任何GMSK或MSK信号的可分离性，(ⅹⅰ)描述使用FRESH滤波提供信号可分离性的GMSK的理论谱冗余性质，或(ⅹⅱ)显示GMSK信号的测量的谱冗余性质。此外，单传感器FRESH滤波器具有一个可由本发明超越的很大的限制与本发明不同，它怎么也容纳不了多个传感器，因而也就不能抑制和/或分离多于2个同频道和2个邻频道的GMSK或MSK信号。
虽然理论上用单个传感器操作的联合最大似然序列估计器(JMLSE)可能有能力抑制和/或分离多于2个GMSK或MSK信号，但当信号数量超过2时，所分离信号的质量事实上一定降低。此外，JMLSE的计算复杂性非常大，因此不用昂贵的硬件，不使用大量电力而要实时地加以实施是不现实的。当容纳的传感器数量增加超过1以及需联合地分离的信号数量增加时，这些缺点变得更为严重(以指数率上升)。
本发明的滤波结构不具备JMLSE的严重的实施缺点；它们有利地容纳单个或多个传感器；即使当无法用LTI时空滤波器抑制和/或分离一对或多对信号时，它们也能抑制和/或分离这些信号。更为特殊地，本发明的滤波结构提供能力，用于抑制干扰信号和分离所需信号和校正它们的失真，而任何现有滤波结构是无法提供这些能力的。
B．适应性方法本发明中及用于干扰抑制、信号分离和失真校正的其它装置和设备所用滤波结构通过选择滤波器参量或系数值而被控制。在这些滤波结构的有些实施例中，这些系数可包括用于在求和前为不同信号加权的增益和相位。在普通无线通信系统中，这些系数的值必须适当改变，因收到的信号的时空特性随时间变化。也即，这些滤波结构的系数值必须适应性地选择。
除本发明外，有两类方法用于适应性地选择这些系数值(ⅰ)常规方法，它唯一地依赖于所需信号中所含训练序列的知识，此知识通常用于根据最小方差准则选择系数值的初始设定；及(ⅱ)盲暗方法，它不使用所含的训练序列，相反却利用干扰或所需信号的一个或多个特性。
使用已知训练信号的常规方法对于熟悉信号处理技术的人讲来是众所周知的，并在有关适应性信号处理和适应性滤波的公开资料中有描述。然而，常规方法在它们的应用上是局限的，因它们可成功地适配的系数值数量必须小于(为得到好性能就必须大大小于)所含训练序列内已知样值的数量。这个已知样值数量是由无线通信系统所规定的(例如，对于传送声音话务的GSM中的所有信号，在例如离散时间实施中，此数量等于26乘以连续时间接收信号的数字化中所用每位有效独立样值数(通常为2))。关于本发明所涉及问题，其中滤波结构可能潜在地具有大量可调整系数，所含训练序列内的已知样值数量可能不够而无法提供有用的初始设定。以此方式初始化的滤波结构将无法提供在通信系统中有用的所需信号的足够高质量估计。
相反，盲暗方法能使用近似地不变的时空特性下的接收信号的全部记录(即多信号和载波的多传播路径的入射角，相对延迟，和相对相位及发射信号的位相)。这克服了常规方法在可适配的滤波器系数值上的限制。然而，不同盲暗方法具有其它严重缺点，因而在很多场合下无法成功地运行，这些缺点包括本发明指出的一条。尤其，常模数算法(CMA)这一类方法和有关方法要求比可以做到的还要长得多的数据记录以便收敛为高质量解法。此外，它们是否能收敛为解法没有保证，这导致在干扰信号(应予以抑制)和所需信号(应自干扰中分离并相互分离)之间产生混淆。另一类盲暗方法依赖于对接收信号入射方向的估计；然后使用这些估计在一个查询表(通过数组簇，它是多传感器接收机的标定数据表)中找出LTI时空滤波器的系数。然而，当存在大量多径，未知的信号数量及未知的干扰和噪音域这三种在本发明感兴趣的无线通信系统中特有的破坏因素时，这些所谓方向搜寻方法的使用结果很差。此外，方向搜寻法并不提供为适配本发明滤波结构而需要的参量估计类型。
本发明的适应性方法以新颖方式同时使用所含训练序列和所需信号的常模数特性这两者，并通过这样做来克服常规方法和盲暗方法的不好方面。也即，本发明的适应性方法选择滤波结构中系数值，例如本发明的诸值，从而提供现有适应性方法所无法提供的能力。
本发明提供了一种用于抑制不好的干扰并将在例如无线通信系统中出现的高斯最小频移键控(GMSK)或其它最小频移键控(MSK)类型的所需信号分离和纠正失真的方法和设备，它或根据欧洲数字无绳电信(DECT)标准或根据全球移动通信系统(GSM)标准工作，其结果是改善使用GMSK或其它MSK信号的无线通信系统所提供服务的质量和数量。
希望改善提供给它们系统的用户们的通信质量的无线通信设备制造商和无线通信服务提供者及/或希望增加它们系统的用户数量(例如在商业运行系统中增加收入)的人们会理解，但不是唯一地，本发明的应用。
当基站通过例如减小频率重复使用距离，扩展范围，可能在移动站内重复使用的频率及更经常地将用户赋予邻频道，从而支持固定频率分配的更多用户时，服务数量得以提高。例如当用户向协调中心(今后称为基站)提出启动呼叫的请求较少地被拒绝(即减小阻塞概率)时，当移动用户的正进行的呼叫不是非正常结束(即减小呼叫下线概率)时，及当呼叫中声音消息可懂度更好(即呼叫双方听到较少噪音，干扰，非正常无声等)时，服务质量得到改善。
本发明依靠完成下列功能的方法和设备来解决这些一般问题(1)抑制通信接收机收到的并占据与一个或多个所需信号相同(或相邻)频带的干扰信号，(2)(如果必要，)将通信接收机收到的多个所需通信信号加以分离，及(3)校正影响通信接收机收到的一个或多个所需通信信号的失真(例如由多径射频(RF)传播频道造成的失真)。
因此，本发明的一个目的是提供一个或多个天线的一个阵列，这些天线的输出量由常规RF前端处理，然后由一个抑制干扰，分离一个或多个所需信号及校正夫真的滤波结构来处理以获取所需信号的高质量估计。
本发明的另一个目的是提供一类滤波结构，它们能抑制干扰信号，分离一个或多个所需信号及校正这些所需信号中的失真。
本发明的又一个目的是提供一类滤波结构，它们能在由常规RF前端将任何数量的天线的输出量下变频后对这些输出量操作，其中包括只有一个天线的特殊情况。
本发明还有一个目的是提供一个线性-共轭-线性(LCL)频移(FRESH)滤波器，它使用频移和共轭的特定模式以便利用作为GMSK和其它MSK信号特性的循环平稳特性，从而提供所需干扰抑制，信号分离和失真校正能力。
本发明的另一方面是提供线性-共轭-线性多周期时不变(LCL-PTV)滤波器，它使用共轭和时不变滤波器系数的特定模式以便利用作为GMSK和其它MSK信号特性的循环平稳特性，从面提供所需干扰抑制，信号分离和失真校正能力。
本发明还有一个目的是提供一个LCL-FRESH分数间距均衡器(LCL-FRESH-FSE)，它对高于比特率采样的数据操作以提供比特率采样输出量并使用频移和共轭的特定模式以应用作为GMSK和其它MSK信号特性的循环平稳特性，从而提供所需干扰抑制，信号分离和失真校正能力。
本发明的另一个目的是提供一个LCL-FSE滤波器，它对高于比特率采样的和频移的(按四分之一比特率)数据操作并使用FSE处理的数据和共轭数据之和以应用作为GMSK和其它MSK信号特性的循环平稳特性，从而提供所需干扰抑制，信号分离和失真校正能力。
本发明的又一个目的是提供一个实-虚(RI-FSE)滤波器，它提供一个计算上有效的LCL-FSE滤波器的迭代实施例。
本发明的又一个目的是提供一个LCL滤波器，它对比特率采样的和频移的(按四分之一比特率)数据操作并使用线性滤波数据和共轭数据之和以便应用作为GMSK和其它MSK信号特性的循环平稳特性，从而提供所需干扰抑制，信号分离和失真校正能力。
本发明的又一个目的是提供一个实-虚(RI)滤波器，它提供一个计算上有效的LCL滤波器的迭代实施例。
本发明的又一个目的是提供用于在本发明的任何滤波结构中适配可调整系数的一类方法以使该滤波器能适当地完成抑制干扰，分离一个或多个所需信号和校正失真的功能。
本发明的又一方面是提供一种装置，它使用含于所需信号中的已知训练序列和所需信号具有常模数这一知识两者来适配可调整系数，从而提供训练增广的常模数(TACM)适配。
本发明还有一个目的是提供一个装置，它使用含于所需信号中的已知训练序列以适配可调整系数，以便约束使用所需信号具有常模数这一知识的适配从而提供训练约束的常模数(TCCM)适配。
这些一般方面和它们的细节使本发明在无线通信系统中有很大能力提供广泛应用。本发明所提供的能力可用于改善由此类系统提供的通信服务的质量和数量。使用本发明抑制特定频带和时间片(联合地称为频道)中和空间单元中由相同或相邻频道中其他用户造成的和相同或相邻空间单元中其它用户造成的干扰并校正信号失真，可改善服务质量，以及将频道重新分配以有意使每个频道和单元的干扰信号加大但可由本发明分离，从而可容纳更多用户，可增加服务数量。
由于本发明只使用一个传感器，能分离一定类型的多个谱交叠信号及能校正甚至严重的频率选择性衰落和其它失真，以及由于可用多个传感器使可由本发明分离的这类信号的数量与传感器数量成比例地增加，就可能实现本发明的改善。在使用基站的烽窝通信系统中，可如此分配频道(但不是必要)以使引入的干扰只在上行频道(自移动设备至基站)中出现，因而只需在基站接收机中而不必在移动接收机中实施本发明。本发明也可用于只使用单个接收天线或使用多个天线的基站(或用于移动设备，或用于两者)。
参照GMSK和其它MSK信号的具体例子，单个频道中的2个和4个之间的GMSK和其它MSK信号可用一个天线容纳，取决于同一频道中用户发出多少信号和自相邻频道中发出多少信号。更一般地讲，用M数量的天线可容纳2M和4M之间的信号。
说明书的下面部分将介绍本发明的其它目的和优点，其中详细描述的目的是全部公开本发明的优选实施例而不对它施加限制。
参照下述只用于阐释目的的附图，可更全面地了解本发明，附图中
图1是显示一个样值GMSK信号与其共轭和频移形式的交叉相干功能的图。
图2A是显示GMSK(0.3)信号x(t)的谱内容的图。
图2B是显示图2A中所示信号的共轭和频移形式y1(t)=x*(t)e-πfdt]]>的谱内容的图。
图2C是显示图2A中所示x与图2B中所示y1求相关值的谱密度的图。
图3A是显示GMSK(0.3)信号x(t)的谱内容的图。
图3B是显示图3A中所示信号的共轭和频移形式y2(t)=x*(t)ejπfbt]]>的谱内容的图。
图3C是显示图3A中所示x与图3B中所示y2求相关值的谱密度的图。
图4是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的3路径LCL-FRESH滤波器的功能框图。
图5是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的LCL-PTV滤波器的功能框图。
图6是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的“类型1”LCL-FRESH-FSE滤波器的功能框图。
图7是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的“类型2”LCL-FRESH-FSE滤波器的功能框图。
图8是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的“类型1”LCL-FSE滤波器的功能框图。
图9是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的“类型2”LCL-FSE滤波器的功能框图。
图10是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的“类型1”RI-FSE滤波器的功能框图。
图11是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的“类型2”RI-FSE滤波器的功能框图。
图12是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的根据本发明的LCL滤波器的功能框图。
图13是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和或失真校正的根据本发明的RI滤波器的功能框图。
图14是一个用于完成GMSK或其它MSK信号的干扰抑制和/或同频道分离和/或失真校正的并改善对相邻频道干扰的抵消的根据本发明的5路径LCL-FRESH滤波器的功能框图。
图15是一个用于抵消相邻上频道干扰的根据本发明的2输入2路径LCL-FRESH滤波器的功能框图。
图16是一个用于抵消相邻下频道干扰的根据本发明的2输入2路径LCL-FRESH滤波器的功能框图。
图17是一个用于都抵消相邻上和下两个频道干扰的根据本发明的3输入3路径LCL-FRESH滤波器的功能框图。
图18是一个根据本发明的联合时空多传感器FRESH滤波器的功能框图。
图19是一个根据本发明的时空分解处理器的功能框图。
图20是GSM系统中时间片的数据结构时序图，显示每一类位的数量和位置。
图21是显示图20中所示时间片的时间周期T0和T1的数据结构时序图。
图22是根据本发明的接收机设备的功能框图。
图23是图22中所示相干M天线收集设备块实施例的功能框图。
图24是图22中所示滤波设备块实施例的功能框图。
图25是图24中所示滤波器的频移，时移和极化开关设备块实施例的功能框图，其中滤波器配置为3路径LCL-FRESH滤波器。
图26是图24中所示滤波器的频移，时移和极化开关设备块实施例的功能框图，其中滤波器配置为类型1LCL-FRESH-FSE滤波器。
图27是图26中所示频移，时移和极化开关设备的迭代实施例，其中滤波器配置为类型2LCL-FRESH-FSE滤波器。
图28是图24中所示滤波器的频移，时移和极化开关设备块实施例的功能框图，其中滤波器配置为类型1LCL-FSE滤波器。
图29是图28中所示频移，时移和极化开关设备的迭代实施例，其中滤波器配置为类型2LCL-FSE滤波器。
图30是图24中所示滤波器的频移，时移和极化开关设备块实施例的功能框图，其中滤波器配置为类型1RI-FSE滤波器。
图31是图24中所示滤波器的频移，时移和极化开关设备块实施例的功能框图，其中滤波器配置为LCL滤波器。
图32是图24中所示滤波器的频移，时移和极化开关设备块实施例的功能框图，其中滤波器配置为RI滤波器。
图33是阐释图25至图32中所示频移，时移和极化开关设备的极化开关部分的功能框图。
图34是图25至图32中所示频移，时移和极化开关设备的抽头时延(TDL)设备块实施例的功能框图，其中输入和输出向量可为实数的或复数的。
图35是根据本发明的TACM适应性设备的功能框图。
图36是根据本发明的TCCM适应性设备的功能框图。
更具体地参照附图，本发明一般参照图1至图36的显示，得到阐释，其中相同的参考数字标示相同部件。应理解，在不背离此处所公开的基本概念的情况下，该设备可在配置和部件细节上不同及该方法可在步骤和它们的顺序上不同。
A．滤波结构和它们的理论基础本发明的滤波结构应用GMSK和其它MSK信号所显示的100％谱冗余。也即，这些滤波结构基于以下事实在GMSK或其它MSK信号的一个次频带中传送的信息也在另一个次频带中传送。事实上，对于任何GMSK或其它MSK信号，任何两个如此相关的次频带中的波形几乎是完全相关的。因此，此谱冗余增广了更为广泛了解和应用的空间冗余，其中给定源所造成并由阵列中两个不同天线所收到的波形完全地相关。
正如一个没有多个天线的和没有用于适当地组合它们输出量所需的空间滤波结构的接收机得不到由于应用空间冗余而得到的众所周知的性能一样，一个没有本发明滤波结构的接收机得不到由于应用谱冗余而得到的突出性能。
通过应用空间冗余和频谱冗余(也称谱相关)两者，本发明的滤波结构提供至少两倍LTI时空滤波结构的处理增益电平。例如，M天线阵列能使用这些滤波结构分离出多至2M至4M个GMSK或其它MSK信号，或者能分离出多至可更传统地得到的M个GMSK或其它MSK信号，但能以比常规空间滤波器高得多的可靠性和质量做到这点。参照GMSK或其它MSK信号的谱相关及参照相关值(不论其起源或类型如何)与线性滤波之间的关系，可解释这些能力。
B．相关值与线性滤波之间的关系虽然相关值与线性滤波之间的关系是基本的，但即使熟悉信号处理技术的人也不一定了解它。因此，为了描述本发明的目的，我们使用一个简单但又抽象的类比来解释此关系如x(t)=a(t)+b(t)，及y(t)=c(t)+d(t)，其中a(t)和c(t)是高度相关的，及其中b(t)和d(t)是高度相关的，则x(t)与y(t)的恰当的线性组合(即联合地应用x(t)与y(t)的恰当地选择的线性滤波结构的输出量)可提供一个或多个信号a(t),b(t),c(t)和d(t)的高质量估计。
C．GMSK和其它MSK信号的谱相关值为了解如何能使这种性能成为可能，及了解何种滤波结构可应用于GMSK和其它MSK信号，必须了解GMSK和其它MSK信号的谱相关特性。为此目的，这些特性可最好地用交叉相干函数来解释，它是频域交叉相关系数。具体地说，令x(t)表示具有零载频偏移和比特率fb的GMSK信号的复数包络线及令y(t)为x(t)的共轭和频移形式，其中频移是fb/2或-fb/2。y1(t)=x*(t)e-j2π(fb/2)t----(1)]]>y2(t)=x*(t)e+j2π(fb/2)t-----(2)]]>其中y(t)=y1(t)或y(t)=y2(t)。我们考虑交叉相干函数Cxy(f)由下式定义Cxy(f)=Sxy(f)Sxx(f)Syy(f)----(3)]]>其中sxy,(f)表示x(t)与y(t)之间的交叉谱密度，及Sxx(f)和Syy(f)分别表示x(t)和y(t)的功率谱密度。图1显示GMSK信号的幅值｜Cxy(f)｜与频率f的关系，其中实线代表｜Cxy1(f)｜和虚线代表｜Cxy2(f)｜，并且在分配给信号的整个频道(-100kHz至+100kHz)上清楚地很接近1。
对于｜Cxy(f)｜几乎等于1的任何f，频率f处的x(t)和y(t)的窄带分量差不多完全相关。对于我们的x(t)和y(t)的定义，这等效于论述以下f处的x(t)的窄带分量与或f+fb/2处或f-fb/2处的x*(t)的窄带分量几乎完全相关。参照图2A至图2c，图2c中序号为-6,-5,…,-1,0的窄带分量的｜Cxy1(f)｜几乎等于1这一事实意味着图2A中自x(t)中取得的每对序号相同的窄带分量与图2B中的y1(t)=x*(t)e-jπfbt]]>几乎是完全相关的。对于相同f值处的x(t)和y1(t)中窄带分量对的连续区间，这是对的。因此，x(t)中这些分量中的一个与y1(t)中相应的一个分量的合适线性组合能提供相对于其它信号、干扰和噪音的处理增益电平的与接收x(t)时所用天线数至少两倍多天线所接收的信号的合适线性组合相同。类似情况应用于x(t)与y2(t)=x*(t)ejπfbt]]>的线性组合。因此，一个使用x(t),y1(t)和y2(t)的线性组合的滤波结构能提供相对于其它信号、干扰和噪音的处理增益电平的与接收x(t)时所用天线数两倍多天线所接收的信号的合适线性组合相同。
根据有关GMSK和其它MSK信号的谱相关特性的这些事实，此处引用两类特定干扰方案作为例子，用于阐释但不限制无线通信系统的实际问题中本发明滤波结构的可应用性。为简化起见，在两类方案中都只用单个天线；当所用天线数量增加时，所建议滤波结构的能力成比例地增大。
同频道干扰抑制单个天线接收一个所需GMSK信号和一个具有相同载频和信号功率不相上下的同频道GMSK信号。没有一个信号可用线性时不变滤波结构来恢复。然而，参照图2A至图2c,x(t)中每个序号为-6至0的分量(及自-150kHz至0kHz的连续区间内的分量)可与其在y1(t)中的相应分量线性地组合以产生一个所需信号的干净估计并抑制同频道干扰。类似地，参照图3A至图3C,x(t)中每个序号为0至6的分量(及自0至150kHz的连续区间内的分量)可与其在y2(t)中的相应分量线性地组合以产生一个所需信号的干净估计并抑制同频道干扰。因此，使用y1(t)和y2(t)两者，可在自-150kHz至+150kHz的整个频带上，也可按照需要只在自-100kHz至+100kHz的分配的GSM频道上恢复所需信号。以此方式，本发明中的滤波结构甚至在只用一个天线时也能抑制GMSK同频道干扰信号。
相邻频道干扰抑制单个天线接收一个所需GMSK信号和一个可能具有大得多的信号功率的相邻频道GMSK信号。具体地说，设相邻频道信号具有的小于所需信号载频的载频为200kHz(通过GSM载波分配协议)。由于谱泄漏，相邻频道干扰源使所需信号变坏，使其无法由线性时不变滤波结构恢复。然而，参照图3A至图3C，相邻频道干扰(现下变频至零载波偏移)中谱泄漏进入所需信号中的每个序号为4至8的分量(及自100kHz至200kHz的连续区间内的分量)可与其在y1(t)的相应分量线性地组合以抵消谱泄漏的影响。类似地，其载频为在所需信号载频之上的200kHz的相邻频道干扰源可以抵消。以此方式，即使只用一个天线，本发明中的滤波结构也能抑制两个GMSK相邻频道干扰信号。
信号失真校正当发射的信号通过不理想频道例如多径传播频道传播时，所接收信号可能是所发射信号的严重失真形式，包括例如频率选择性衰落(即深陷谱零值)。然而，参照图2A至2C,x(t)中被频率选择性衰落所严重地减弱(减弱至如此程度以致将它们放大时会极大地增加噪音电平)的序号为-6,-5,…,-1,0的窄带分量中的任何一个(及自-150kHz至0kHz的连续区间内的分量)都可用y1(t)中相应的恰当地调相和幅值标定的分量替代，从而去除谱零点。类似地，参照图3A至图3C，可将自0kHz至+150kHz的频带中的谱零点移去。
D．特定滤波结构现参照图4至图17描述根据本发明的不同滤波结构。在此处阐释的滤波结构中，所有内部只有一个字母的块表示标准线性时不变滤波器(忽略仅由适应性引起的时间变化)，具有一个字母并后随(t)的那些块表示线性地周期性时变滤波器，及具有一个字母和FSE的那些块表示线性时不变的分数间距均衡器(滤波器)，所有这些是信号处理技术中使用的已知符号。此外，内有符号()*的块表示求共轭器，内有“Re”的块表示实部选择器(提取器)，以及内有“Im”的块表示虚部选择器(提取器)，它们之中每个对复数信号进行操作，并且在此也称为极化开关。这些元件是熟悉普通信号处理技术的人所知道的，或者不然将在此处描述。
LCL-FRESH滤波器前面有关|Cxy(f)|的观察和在推动线性滤波结构中高度的或几乎完全的相关的作用是在根据本发明的3路径时域线性-共轭-线性(LCL)频移滤波器(FRESH滤波器)10中得到考虑，该滤波器10用于GMSK和其它MSK信号的结构以框图形式在图4中得到解释。当用于由单个天线处收到的信号x(t)上时，此结构或下面描述的其它滤波结构的两个副本可分离两个同频道GMSK或其它MSK信号和/或校正它们的失真。3路径LCL-FRESH滤波器适用于以高于比特率的速率采样的数据。因此，3路径LCL-FRESH滤波器输出量必须在处理前以比特率采样，例如由对比特率采样数据进行操作的GMSK解调器采样以恢复位流。
LCL-PTV滤波器作为对3路径LCL-FRESH滤波器的迭代方案，两个互补的频移
和
和相关连的滤波器g-和g+的作用也可用单个时变滤波器g(t)完成。所得结构此处称为线性-共轭-线性周期时变(LCL-PTV)滤波器12，它以框图形式示于图5中。滤波器g(t)具有根据所收到信号的可能循环平稳统计特性中的可能周期时变的一个时变脉冲响应。在有些应用中，当在LCL-PTV滤波器与3路径LCL-FRESH滤波器之间存在一对一映射时，使时变滤波器g(t)系数随着频率fb变化是合适的。在其它应用中，例如当信号的时片边界并不很好地对准时和时片长度是位周期的非整数倍数时(例如在GSM中)，每当一个或多个所收到信号遇到时片边界，滤波器g(t)系数就必须改变。对于以高于位率的速率采样的数据，LCL-PTV滤波器是合适的。因此，LCL-PTV滤波器输出量必须在由例如一个对位率采样数据操作的GMSK解调器处理前以比特率采样，以便恢复位流。
LCL-FSBSH-FSE滤波器在3路径LCL-FRESH滤波器和LCL-PTV滤波器两者内，当滤波器输出量通常在由解调器(它提供对于所需信号内传送的位流的估计)处理前以位率采样时，滤波器输出量的采样率超过位率(通常对于处理GMSK的线性滤波器，它是位率fb的整数倍数，例如2fb)。因此，3路径LCL-FRESH滤波器的迭代方案是在不改变滤波器能力的情况下尽可能地将此位率采样操作经过滤波结构往后移以便消除冗余操作。图6和图7中以框图形式分别解释所得滤波结构14(类型1)和16(类型2)的迭代实施例，此处称它们为LCL-FRESH分数间距均衡器(LCL-FRESH-FSE)。此滤波器与LCL时不变滤波器的显著区别是其共轭信号路径的具体使用和对其频移的特殊使用，从而适当地使用GMSK或其它MSK信号的循环平稳特性。位率采样信号估计
必须由解调器处理以恢复位流。
LCL-FSE和RI-FSE滤波器可在LCL-FRESH-FSE滤波器上实现直接操纵以获取一个其中每个位率采样器输出量按j-k频移的滤波结构。此频移信号然后分为两路上径由LTI滤波器处理及下径由另一LTI滤波器求共轭值和处理。也即，跟随每个位率采样器之后的下径不再包含(-1)k的频移。然而，输出末级加法器必须按jk频移。图8和图9中分别显示所得滤波结构18(类型1)和20(类型2)的迭代实施例。此滤波结构此处称为LCL-FSE滤波器而不是LCL-FRESH-FSE，因为没有一条路径的频移是与任何其它路径的频移不同的。
可以在不降低性能的情况下简化LCL-FSE滤波器注意到每个比特率采样器输出端的两条路径和j-k频移器形成一个LCL滤波器，它可以通过以下措施来等效地实现，改变上径以便在实部上操作(而不是在整个复数信号上操作)，及改变下径以便在虚部上操作(而不是在共轭复数信号上操作)。由于此结构用两个实-虚(RI)滤波器对来代替两个LCL滤波器，所以所得结构称为RI-FSE滤波器，并可解释为LCL-FSE滤波器的算术上等效的迭代实施例。图10和图11中分别显示此滤波结构的迭代实施例22(类型1)和24(类型2)。
LCL和RI滤波器LCL和RI滤波器与LCL-FSE和RI-FSE滤波器有关，但对位率采样数据操作。这对GMSK及对某些其它MSK信号是可能的，因为位率大于信号所占RF带宽，因此该位率满足此信号的Nyquist采样准则。
图12显示作为以位率采样的输入结果的LCL-FSE滤波器的简化结果的LCL滤波器26。
LCL滤波器可在不降低性能的情况下等效地简化如下改变上径以便对实部操作(而不是对整个复数信号操作)及改变下径以便对虚部操作(而不是对共轭复数信号操作)。由于此结构用一个实-虚(RI)滤波器对代替LCL滤波器，图13中所示所得结构28称为RI滤波器，并可解释为LCL滤波器的数学上等效的迭代实施例。
犹如RI-FSE优于LCL-FSE一样，RI滤波器也提供优于LCL滤波器的相同实施优点由于不同LTI或FSE滤波器所处理的数据路径是实数的，这两种滤波器对数据的应用和滤波器的适配所要求的计算小于复数数据路径的计算。尤其是，由于RI滤波器在数学上等效于LCL滤波器，输出端的估计信号质量并不下降。
LCL-FRESH,LCL-FRESH-FSE,
LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI的时变形式虽然此处将3路径LCL-FRESH,LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI滤波器描述为犹如它们的滤波器系数在一个时间片上是固定的，事实上当例如一个或多个信号遇到时间片边界时，它们可做成时变的(例如LCL-PTV滤波器那样)以容纳所收到信号的统计特性中的改变。然而，当系统中对多个同频道信号的时间片结构的同步进行完全控制时，迫使多个信号的时间片边界尽可能地紧靠在一起是有利的。如多个信号起源于在无线蜂窝通信系统中同一单元中操作的移动站，则肯定会出现这种所需同步；类似地，如多个信号起源于在不同单元中操作的移动站，则可通过这些不同单元中基站的协作使所需同步出现。
相邻频道干扰抑制的不同改善方案前面所说滤波结构理想地适合于抑制同频道干扰和分离同频道所需信号和去除信号失真。然而，这类多样的滤波结构可在同频道信号的谱相关特性之外还使用相邻频道干扰的这些特性，从而提供相邻频道干扰的抑制。当相邻频道信号比所需频道信号强得多时(例如由近-远问题引起的)，抑制相邻频道干扰的能力就特别重要。前面提到的滤波结构可在所需频道信号的循环平稳特性之外推广(或改变)以使用相邻频道干扰的这些特性(或者，如果需要，只使用相邻频道干扰的特性)。例如，3路径LCL-FRESH滤波结构可推广为包括两条附加路径，每条可能存在的上和下的相邻频道各用一条。这两条附加路径中存在的信号与来自相应的相邻频道的使所需信号变坏的干扰是高度相关的；因此，正确地将这些附加路径与其它三条路径线性地组合，可显著地减小相邻频道干扰。图14中解释所得5路径LCL-FRESH滤波结构30，其中x-(t)和x+(t)分别为来自下的和上的相邻频道的复数包络线信号(即自它们的相应RF载波下变频为复数基带)。
或者，如只需要抑制相邻频道干扰，则图14中所示的5路径LCL-FRESH滤波结构30可如图15至图17中所示的如下地简化删除输入至滤波器g+和g-的两条路径，产生一个只具有三条路径的新滤波结构，它的功能限于消除相邻频道干扰而不是联合地消除相邻频道和同频道干扰，分离信号和校正失真。分别示于图15(2I-LCL-FRESH-U)和图16(2I-LCL-FRESH-L)中的这些双输入双路径LCL-FRESH滤波结构30a、30b可或者使用输入x+(t)与频移2fc-fb/2自上相邻频道中或者使用输入x-(t)与频移2fc+fb/2自下相邻频道中去除干扰。作为迭代方案，可使用图17中所示(3I-LCL-FRESH-UL)3输入3路径LCL-FRESH滤波器30c同时地自上的和下的相邻频道两者中都去除干扰。
根据前面提及的自3路径FRESH滤波器中获取LCL-PTV、LCL-FRESH-FSE、LCL-FSE、RI-FSE、LCL和RI滤波结构的方式的描述，熟悉信号处理技术的人知道能将这些滤波结构推广以改善它们抑制相邻频道干扰的能力。可以改变这些滤波结构以利用相邻频道干扰的循环平稳特性，从而完成这类推广。
最后，注意到可以有利地使用不同滤波结构输出量的组合。例如，3路径LCL-FRESH滤波器的两个副本中的每一个可用于下的和上的相邻频道中的每一个以提供相邻频道信号的改善估计；然后可将这些估计恰当地频移、适应性地滤波，然后自所需频道的接收信号中减去，因而减小相邻频道干扰。所得信号就可以由3路径LCL-FRESH滤波器处理以分离同频道信号并校正失真。相邻频道干扰消除滤波器或者可与同频道分离和失真校正滤波器联合适配，或者单独适配。
滤波器归纳可理解，每个前述滤波结构包括滤波器(包括时移器和线性组合器)，频移器，极化开关(求共轭器，或实部或虚部选择器)，及相加器(线性组合器)。因此，所有这些滤波结构的公共核心元件是时移器，频移器，极化开关和线性组合器。下面表1将共轭周期频率和输入和输出采样率映射为决定此处所描述特定滤波结构的频移值和极化开关功能(例如共轭或实部或虚部提取)
表1
其中fc+=下相邻频道的载频，fc-=下相邻频道的载频，0=超采样的，和B=位率采样的。括号中所列滤波结构与不在括号内的基本结构在数学上等效，前者可通过标准框图操纵自后者导出。
尚应理解，每个前述滤波结构是为复数基带信号设计的基带结构，这些复数基带信号对应于其中心在零频处的所需下变频频道，以及如果所需频道的中心在非零频处，则可将标准基带至通带转换应用于这些基带滤波结构以获得用于处理通带信号的它们的相应通带滤波结构。
联合时空滤波和分解滤波如图18和图19中所解释的，上述滤波结构中任何一个都可用于下列两种方式中之一(1)用于联合时空滤波结构32中，其中每个天线输出量由这些滤波器中的一个处理，然后再将滤波过的输出量相加，或(2)用于时空分解滤波结构34中，其中将纯空间滤波器用于接收的阵列数据，然后用这些滤波器中的一个处理这些空间滤波的数据。前一结构具有能力获得比后者更好的性能，但代价是更大复杂性。迭代地，3路径LCL-FRESH滤波器可或用图18或图19中的LCL-PTV滤波器或用5路径LCL-FRESH滤波器替代，或用图18或图19中的LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI滤波器中任何一个替代，以产生一个所需信号波形的位率采样估计
多种方案单个与多个传感器，以及单个与多个所需信号使用循环平稳信号的谱冗余理论后，我们已在数学上证明将FRESH滤波能力与空间滤波(多传感器线性组合)能力组合的最佳实现方法是在将多个数据集线性组合之前使数据自每个传感器通过其自己的FRESH滤波器，从而复现最佳单传感器FRESH滤波器。其结果是周期时变线性共轭时空滤波器的特定形式。例如，使用带M个传感器的单传感器3路径LCL-FRESH滤波器能产生3路径M传感器LCL-FRESH(3路径MS-LCL-FRESH)时空滤波器。因此，可得出结论，LCL-FRESH,LCL-PTV,LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI滤波结构不但可用于单传感器接收机(其中x(t)是标量信号及每个信号路径中LTI或FSE滤波器是单输入滤波器)也可用于多传感器接收机(其中x(t)是向量信号及每个信号路径中的LTI或FSE滤波器是多输入滤波器)。类似地，LCL-FRESH,LCL-PTV,LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI滤波结构可用于估计单个所需信号(其中每个信号路径中LTI或FSE滤波器是单输出滤波器；在此情况下，如希望估计多个信号，则可并行地实施滤波结构的多个副本)也可用于估计多个所需信号(其中每个信号路径中LTI或FSE滤波器是多输出滤波器)。还应理解，滤波器中所用频移器和求共轭器以及实部和虚部提取器成为多输入设备。这些观察强调以下事实这些滤波结构的新颖和实用很大程度上不在于结构内任何具体信号路径中信号维数，而在于共轭、实部和虚部选择、频移和采样操作的模式及接受这些转换的信号形成线性组合的方式。
LTI和FSE滤波器的实施熟悉信号处理技术的人知道组成本发明不同滤波结构的线性时不变(LTI)滤波器和FSE滤波器可用不同方式实施。在一个这类实施中，将LTI滤波器实施为FIR滤波器，并用周知的使用快速富里埃变换(FFT)的交叠与加或者交叠与存算法用于其输入端。在另一个这类实施中，使用一条抽头延迟线，连至每个抽头的乘法器和一个相加器实施LTI滤波器。在又一个实施中，可用无限脉冲响应(IIR)滤波器而不是FIR滤波器实施LTI滤波器；然而，应注意，采用这类滤波器可能是计算上昂贵的和/或不可靠的。
恢复信号的解调最后，必须考虑滤波结构(用于干扰抑制和/或同频道信号分离)与解调器(用于自所需信号估计中恢复位流)之间的交互作用。数种解调器当今用于GMSK信号基于Viterbi算法的最大似然序列估计器(MLSE)，多信号差动检测器，及决策反馈均衡器(DFE)。这些解调器中任何一个可用于滤波结构之后以将感兴趣的估计信号解调。由于DFE本身是滤波结构，因此迭代方案可以合理地将由常规DFE实施的解调功能和由时空滤波结构实施的干扰抑制和/或信号分离功能合并，所得滤波结构将具有相对于基于MLSE或多信号差动检测的接收机而言非常低的复杂性的所希望性质，并且由于同一存储器长度的可调整系数的数量较小，可能能够得到较高质量的恢复的位流。
因为此处描述的所有迭代的滤波设备包括DFE的前馈部分的能力，将滤波设备与DFE合并的结果是人们只是简单地在滤波设备(不论它是单传感器还是多传感器)之后放DFE的反馈部分。因此，该反馈部分单独地用作解调器。用于适应性地调整此解调器的算法不在本发明范围之内。
类似地，MLSE解调器的复杂性得以减低，而FRESH滤波结构的失真去除能力的效果能提高其性能。例如，借助于失真去除或甚至只是失真减低，对作为MLSE解调器的整体部分的频道估计器的要求得以减轻。D．适配方法下面的适配方法在GSM系统的范围内讨论，GSM系统是应用本发明的一种无线通信系统。熟悉通信系统和信号处理技术的人知道这些适配方法也可用于使用具有所含训练序列和常模数的信号的任何其它通信系统。
在GSM中，每个时间片持续577μs(270.833仟位/秒时的156.25位周期)，并如图20中所示地构成位。主脉冲串两端的3个尾部位都是零，持续8.25位周期的保护时间用于防止相邻时间片由于不同成批传播延迟而相撞。每一片中的116位消息可以或为数字化语音(在语音合成，卷积编码和间插之后)或为控制信息。含于片中间的26位训练序列用于现有常规GSM接收机中以便例如在MLSE解调前完成频道估计。
本发明中，不但使用此方便的训练序列，而且使用GMSK和其它MSK信号的非常有用的常包络(或常模数)特性以适配滤波器系数。现解释四个适配算法，其中前两个是常规的及后两个是新颖的和本发明独有的1．常规训练的适应性均衡；2．常模数(CM)盲暗适应性均衡；3．训练增广常模数(TACM)部分盲暗适应性均衡；以及4．训练约束常模数(TCCM)部分盲暗适应性均衡。前两个适配算法为后两个算法提供结构块。所有这些四个算法旨在寻找用于控制线性组合器的矩阵W中的滤波器系数值(此矩阵的列数设为等于待估计所需信号数及行数设为等于将被适应性地调整的线性组合器中加权系数的数量)。该线性组合器将这些复数加权系数用至包含来自M个传感器的所收到数据的多个不同延迟的频移并可能是共轭的形式(表示为向量x(t))的向量y(t)的元素，以产生一个信号估计S^(t)=WHy(t)]]>的向量，其中上标H表示共轭转置。例如，在3路径LCL-FRESH滤波器中，设三个滤波器中的每个由一条包含L个抽头的抽头延迟线(TDL)和后随的线性组合器实施。则信号估计
可表达为
(4)其中y(t)以明显方式定义。也可为LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL，和RI滤波结构以及5路径LCL-FRESH滤波器还有这些滤波结构的任何扩展部分构成类似的y(t)定义，在这些扩展部分中路径数，共轭模式或实部及虚部选择器，频移的选择和不同路径输入信号的起源都可改变。因此，在下面描述中，由于所有本发明的滤波结构可用此公共框架代表，因此不再参照y(t)对x(t)的特定依赖。此外，为简化描述，只考虑具有单列的W的情况；为强调在此情况下该矩阵退化为一个向量，用W表示一组滤波器系数。
常规训练的适应性均衡在常规训练的适应性均衡中，接收机知道所需用户自时间t01开始至时间t02结束发射一个训练信号s0(t)。此情况和所收到数据用于寻找W。具体地说，如此选择W以使训练期间(即在全部t∈T0期间，其中T0=〔t01,t02〕)的训练信号s0(t)与估计
之间的时间平均方差为最小minw<|s(t)-s0(t)|2^>t∈T0⇔w(Ryy(T0))-1Rys0(T0)---(5)]]>其中
表示t01≤t≤t02期间的时间平均值，及任何两个向量(或标量)a(t)与b(t)之间的相关矩阵由Rab(t0)=<a(t)bH(t)>t∈T0]]>所确定。参照GSM系统和图21,T0是包含所含训练信号的时间间隔。此方法易于实施，当用迭代最小乘方(RLS)算法或不同快速算法中的任何一种时(例如模数的多频道方法或快速仿射投影算法)计算复杂性不高，当训练序列长度超过滤波器系数数量(即W的长度)时，它可靠地和快速地收敛。然而，当存在强烈同频道干扰和/或当W的长度与训练信号不相上下或比后者更大时，此常规训练适应性均衡算法可能不会提供足够可靠或高质量的信号估计。
常模数(CM)盲暗适应性均衡与常规训练适应性均衡器完全相反，常模数(CM)盲暗适应性均衡器完全忽略任何训练信号信息。代之的是在此应用中它使用下列事实GMSK和其它MSK信号具有常模数(常包络)，这种特性会被同频道干扰和频道失真的存在所弄坏或破坏。CM算法试图解决以下最小化问题minw<|s^(t)-s^(t)|s^(t)||2>t∈T1-----(6)]]>其中在我们的例中T1是具体时间片中一组全部时间瞬间。由于这是没有封闭形式解法的非线性最小化问题，以及最小均方(LMS)随机梯度下降算法收敛得实在太慢，所以使用迭代块方法(所谓最小乘方CM算法)。在第k次迭代时，可解下式以找到加权向量WkminwH<|WkHy(t)-zk-1(t)|2>t∈T1---(7)]]>其中zk-1(t)=wk-1Hy(t)|Wk-1Hy(t)|]]>即，方差中的模数归一化项是在前一次迭代期间自滤波器输出量中获得的。这允许找到简单的线性解法wk=(Ryy(T1))-1Ryzk-1(T1)-----(8)]]>寻找模数归一化滤波器输出量和解此线性方程这两个步骤迭代地进行，直至收敛。CM算法允许在缺少训练信号的情况下成功地将均衡器适配，然而已知它在有些情况下表现出不可靠的收敛，以及当观察周期短时(如对于GSM时间片)，它的可靠性可能比所需的低。当将CM算法应用于包含多个同频道信号的环境时，会出现该算法的另一个复杂性。已经开发了多目标CM算法，用于适配多组滤波器加权系数，每个用于提取一个不同信号。接着应完成一个信号分类操作以识别所提取信号与用户之间的对应；如用户被赋予不同训练序列则可容易地得到此对应。然而应注意，此训练信号信息可以更有利地由它们自己适配滤波器加权系数而不是简单地将盲暗地适配的滤波器的输出量分类。下面将讨论使用另两个适应性算法过程的情况。
训练增广CM(TACM)部分盲暗适应性均衡常规训练适应性均衡器和CM盲暗适应性均衡器中每个都明显地忽视另一个使用的有用信息，但TACM部分盲暗适应性均衡器不像它们，对GSM中可用的训练信号和常模数特性两者都使用。这些方法的动力在于下列想法式(5)和式(7)中两个价值函数的凸线性组合的最小化所产生的性能优于任何一个价值函数单独最小化的性能，因一般两个价值函数不可能同时最小化。所得价值函数给出如下γ<|WkHy(t)-zk-1(t)|2>t∈T1+(1-γ)<|WkHy(t)-s0(t)|2>t∈T0--(9)]]>如同GSM系统中所用常规训练适应性均衡器中一样，T0是由所含训练信号所占时间间隔(图20)。应用CM算法的时间周期T1可以是整个时间片，也可以是扣除训练信号后的时间片。不论何种方式，封闭形式解法由下式给出wk=[γRyy(T1)+(1-γ)Ryy(T0)]-1[γRyzk-1(T1)+(1-γ)Rys0(T0)]--(10)]]>凸线性组合器加权系数γ控制两个价值函数的影响，也就控制对它们中使用的两个不同类型的知识的侧重。更接近于1的γ值更侧重于CM特性的使用，而更接近于零的值则更侧重于已知训练信号的使用。
注意到，当初始条件为零(即W=0)及γ=1时，出现TACM的特殊情况。在此情况下，TACM所产生的算法中使用已知训练信号在迭代k=1和w1=(Ryy(T0))-1Rys0(T0)]]>时初始化常规CM算法。
在
是常模数信号(例如对于GMSK,CPFSK和其它MSK信号的情况)的情况下，
应预先归一化以便在它用于TACM算法之前具有单位模数。在
不是常模数信号的情况下，必须在上面的TACM价值函数中插入适应性归一化常数以产生归一化适应性TACM(AN-TACM)算法γ<|wkHy(t)-zk-1(t)|2>t∈T1+(1-γ)<|wkHy(t)-c*s0(t)|2>t∈T0]]>式(11)其中C是复数标量。为解此问题，可使相对于Wk*和C*的复数梯度相等以获得
此方程组由下列解出
其中R11=γRyy(T1)+(1-γ)Ryy(T0),R12=-(1-γ)Rys0(T0),R21=Rs0y(T0),]]>R22=-Rs0s0(T0)]]>训练约束CM(TCCM)部分盲暗适应性均衡TCCM与TACM不同之处在于它试图利用两类知识。具体讲，当滤波器系数的数量大于或等于训练信号样值数时，常规训练适应性均衡器所用线性系统(含于式(5)中)是过低确定的。也即，训练信号只足以限制Wk于一定子空间内但不足以将它完全确定。在此情况下，至今只能说，Wk由下式给出wk=(Ryy(T0))+Rys0(T0)+vk=w(T0)+vk,]]>式(15)其中上标()*表示Moore-Penrose伪逆矩阵，Vk是
零空间中任何向量，及
是以明显方式定义的。对Vk的约束能保证在时间间隔T0内准确地复现训练信号。然后使用CM特性以选择Vk，其中k表示为在CM算法的块最小方实施中迭代之前。为获取量后价值函数，只简单地将式(15)代入式(7)，并相对于Vk求最小化而得到以下解法
其中
及V0的列是与
的可忽略特征值相关连的特征向量。
可以用迭代算法首先根据式(8)求解CM加权向量，然后将此向量投射至仿射空间
对所有Ck)上。最后解为
及因此在时间间隔T0内WkHy(t)准确地复现训练信号。如所需信号
0(t)具有常模数，如同GMSK，CPFSK和其它MSK信号的情况一样，则如对于TACM一样，
应归一化以获得单位模数。最后，可以依靠在推导AN-TACM算法中使用的适应性归一化技术将TCCM算法的两个形式中的每一个扩展以容纳具有非常数模数的所需信号。这些扩展可以直截了当地实现，因此此处不再详述。
附加的适应性方法在前述TACM和TCCM方法和它们的不同扩展和特殊情况外，也能使用其它适应性方法来选择滤波器中的系数值。例如，所谓适应性决策方向方法中在有些方法(例如前述方法中的任何一个)的控制下执行适配的第一阶段，以产生一个中等至高等质量的信号估计，然后再加以解调，在适配的第二阶段中使用所得的检测的位以形成一个已知训练信号，后者可与初始完善训练数据一起使用(例如通过常规最小乘方法)。E．总体接收机的优选实施例图22描述了一个根据本发明的总体接收机设备36的优选实施例。M个天线38输出端的RF信号相干地下变频为复数基带并由相干M天线收集设备40数字化，它的输出量是数字化离散时间序列M×1复数向量，此处都标为x(t)。此接收数据的向量即作为滤波设备42的输入量，该设备42的另一个输入量是由适应性设备44提供的滤波器系数(W)，它产生一个d×1复数向量信号估计的数字化离散时间序列
在适配过程中，位于滤波设备42输出端的开关46将滤波设备42输出量送至适应性设备44中；当检测到适应性设备44的收敛操作后(例如当完成预定次数的迭代后)，开关46即移动而将滤波设备42输出量即最后信号估计
送至下一个处理器例如解调器，后者将执行位决策以恢复由所需信号所传送的二进制数据流。滤波设备42的一个中间输出量(此处标为y(t))也用作适应性设备44的输入量。
图23显示相干M天线收集设备40的优选实施例。此设备由用户提供的RF调谐频率值和用于控制本机振荡器48的A/D采样时钟频率值进行控制，本机振荡器48分别用于将实数RF下变频为复数基带(也称为同相和正交相信号)及用于A/D转换器50。完成下变频的RF前端52可用熟悉RF设计技术的人所知道的不同方式加以实施。A/D转换器的采样时钟频率最好等于位率fb的整倍数。除去在LCL和RI滤波器中需要fb的采样率外，2fb代表在由过采样提供的时间分辨率与过采样所引起的过多数据和相关的过多计算量之间的很好的折衷。每一对A/D转换器输出端的数字化离散时间同相和正交信号组合起来以形成并表示为单个复数值数字化离散时间信号。如此形成的与单个天线相关连的每个硬件链有一个信号，这样的M个信号被组合为所收到数据的一个数字化离散时间M×1复数向量。
图24中显示滤波设备42的优选实施例。滤波设备42接受所收到数据的M×1复数向量和来自适应性设备44的滤波器系数输出量作为输入量。所收到数据首先由频移，时移和极化开关(即共轭，实部选择或虚部选择)设备54处理，其目的在于形成向量y(t)。如此变换的数据y(t)记录存于信号缓存56中以允许y(t)在此处实施的适应性算法的多个迭代中可供适应性设备44使用，信号缓存56可用动态RAM芯片或其它高速存储介质实施。矩阵向量相乘器58将滤波器系数用于所收到数据，从而产生可在适应性设备44完成的下一次迭代(第k+1次)中使用的输出量
图25中显示频移，时移和极化开关设备54的优选实施例，该设备54具有对应于此处先前描述过的3路径LCL-FRESH滤波器的具体滤波结构。应理解也可迭代地使用以前描述过的其它滤波器。该设备接受所收到数据的M×1向量x(t)作为输入并接照式(4)产生3LM×1向量y(t)作为输出。抽头延迟线(TDL)60产生多个它们相应输入量的L个时移形式的组。在此实施例中是求共轭器的极化开关62和频移器64使用信号处理和通信中的标准块符号加以解释。类似地，图26至图32分别显示具有不同滤波结构的频移，时移和极化开关设备54的不同实施例，该设备54分别具有对应于LCL-FRESH-FSE(2个迭代实施例)，LCL-FSE(2个迭代实施例)，RI-FSE(可为RI-FSE获得第二迭代实施例，类似于LCL-FRESH-FSE和LCL-FSE)，LCL和RI滤波器的具体滤波结构，其中输出端的中间信号向量是4LM×1或2LM×1。注意到，在将所需信号中出现的所含训练序列用于LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI滤波器所用适应性方法之前，这些序列必须由位率采样器66进行位率采样并频移j-k；同样注意到，如需获得所需信号的不频移估计，则应在滤波器输出端用共轭频移jk来补偿此频移j-k。然而，许多GMSK解调器要求一定将它们输出量频移j-k，及因此共轭频移jk与随后的频移j-k彼此抵消。还注意到，由于RI-FSE和RI滤波器使用实数中间信号向量(及随后在数学上简化它们的应用和适配)而不使用在LCL-FSE和LCL滤波器中使用的复数中间信号向量，因此它们可以更有效地实施。
参照图33，以功能框图形式解释极化开关62。此处可以看出，极化开关62代表一族滤波器设计参量，其中选择器72根据表1中所示共轭周期频率和输入/输出采样率来选择或排斥复数输入信号的实部68和虚部70。还注意到，如果选择输入信号虚部，则它的符号或不改变或由开关74倒置。换言之，复数输入信号或者求共轭值，或者选其实部，或者选其虚部。可以现解，极化开关62最好实施为单个功能的求共轭器或实部选择器或虚部选择器，而不是用于迭代性地选择所有这些功能的设备。
参照图34，显示了抽头延迟线(TDL)60的优选实施例。这是技术中周知的标准实施。所产生的LM×1输出向量b(t)从而简单地由任何M×1输入向量a(t)定义为b(t)=a(t)a(t-1)...a(t-L+1)]]>式(19)因此，经过对基础单元采样延迟设备和信号路径作适当修改，可用TDL60或容纳实数输入或容纳复数输入。
现参照图35和图36，分别显示选择TACM和TCCM作为适应性算法的适应性设备44的迭代实施例，及d×1向量0(t)
中所有d个所需信号都具有常数单位模数。适应性设备44将滤波设备42中信号缓存56所提供的中间信号数据y(t)及由滤波设备42中矩阵向量相乘器58所计算的输出信号
都用作输入。它提供滤波系数的矩阵Wk作为输出，同时它还控制图22中所示输出开关46。适应性设备44还将开关46自其用于将滤波设备42输出量送至适应性设备44的低位移至高位，在此高位上滤波设备42输出量是适合于供合适的解调器随后使用的所需信号估计的d×1向量
熟悉实施技术(例如可编程数字信号处理芯片技术)的人应能理解，可直接自此文件中对TACM和TCCM不同形式的描述中直接导出适应性设备44的迭代实施例。
可以看出，本发明可用于自众多频谱交叠通信信号中提取感兴趣的信号，自同频道干扰信号中分离和去除失真及抑制GMSK或MSK类型的相邻频道干扰信号。这些信号在特征上具有实数和虚数分量，表现出频谱和时间交叠，显示出时间冗余，具有其值等于它们载频的两倍加或减它们数据位率的一半的共轭周期频率，及显示对具有由它们的共轭周期频率所分离的频率的谱分量的共轭谱冗余。本发明提供复杂信号的实部或虚部的时移，频移和共轭或提取，以产生感兴趣的信号估计。虽然以上描述包含许多特征，但这些不应认为限制本发明范围，而只是提供本发明一些现有优选实施例的阐释。因此本发明范围应由所附权利要求书及它们的合法等效内容所决定。
权利要求
1．一种用于自多个在频谱上和时间上交叠的输入信号中提取感兴趣的信号的设备，所述输入信号包含具有位率的数字数据，所述输入信号具有载频，所述输入信号具有等于它们载频的两倍加和减它们数据位率的一半的共轭周期频率，所述输入信号对于具有由所述共轭周期频率分离的频率的谱分量表现出共轭谱冗余，所述输入信号表现出时间冗余，所述设备包括(a)时移装置，用于产生时移的输出信号，其中所述感兴趣的信号是时移的；(b)频移装置，用于产生频移的输出信号，其中所述感兴趣的信号频移一个由其周期频率确定的量；以及(c)线性组合装置，用于将所述输出信号加权和求和以产生所述感兴趣的信号的估计。
2．权利要求1中所述设备，其中所述输入信号具有实数和虚数分量，及所述设备还包括极化开关装置，用于产生一个极化输出信号，其中所述感兴趣的信号的所述实数和/或虚数分量被选或被排斥及其中所述实数和虚数分量具有由所述极化开关装置改变或保持不变的符号，其中所述极化输出信号是时移的，及其中所述极化输出信号由所述线性组合装置加权和求和。
3．权利要求1中所述设备，进一步包括接收装置，用于接收所述多个在频谱上和时间上交叠的输入信号。
4．权利要求1中所述设备，进一步包括解调装置，用于自所述感兴趣的信号的所述估计中提取数据。
5．一种用于自多个在频谱上和时间上交叠的通信信号中提取感兴趣的信号的设备，所述通信信号具有实数和虚数分量，所述通信信号具有载频，所述通信信号包含具有位率的数字数据，所述通信信号表现出时间冗余，所述通信信号具有等于它们载频的两倍加和减它们数据位率的一半的共轭周期频率，所述通信信号对于具有由所述共轭周期频率分离的频率的谱分量表现出共轭谱冗余，所述设备包括(a)时移装置，用于产生一个时移的输出信号，其中感兴趣的信号是时移的；(b)极化开关装置，用于产生一个极化输出信号，其中所述感兴趣的信号的所述实数和/或虚数分量被选或被排斥，及所述实数和虚数分量具有由所述极化开关装置改变或保持不变符号；(c)频移装置，用于产生一个频移的输出信号，其中所述感兴趣的信号频移一个由其周期频率确定的量；以及(d)线性组合装置，用于将所述输出信号加权和求和以产生所述感兴趣的信号的估计。
6．如权利要求5中所述设备，还包括接收装置，用于接收所述多个在频谱上和时间上交叠的通信信号。
7．如权利要求6中所述设备，还包括解调装置，用于自所述感兴趣的信号的所述估计中提取数据。
8．一种用于自多个在频谱上和时间上交叠的通信信号中提取感兴趣的信号的设备，所述通信信号包含具有位率的数字数据，所述通信信号具有载频，所述通信信号具有等于它们载频的两倍加和减它们数据位率的一半的共轭周期频率，所述通信信号对于具有由所述共轭周期频率所分离的频率的谱分量表现出共轭谱冗余，所述通信信号表现出时间冗余，所述设备包括(a)传感装置，用于接收所述通信信号；(b)滤波装置，用于将所述通信信号中所含所述感兴趣的信号频移，时移和极化切换，其中所述感兴趣的信号频移一个由其周期频率确定的量；(c)用于将所述滤波装置适配的装置；以及(d)用于产生所述感兴趣的信号的估计的装置。
9．权利要求8中所述设备，其中所述传感装置包括一个天线和一个射频接收机。
10．权利要求9中所述设备，进一步包括信号缓存装置，用于缓存来自所述滤波装置的输出信号和产生一个中间信号，用作对所述适配装置的输入量。
11．权利要求9中所述设备，进一步包括连至所述信号缓存装置和所述适配装置的向量相乘装置，用于将来自所述滤波装置的信号加权和线性组合。
12．权利要求11中所述设备，进一步包括解调装置，用于提取所述感兴趣的信号的所述估计中所含数字数据。
全文摘要
一种利用滤波结构自高斯最小频移键控(GMSK)或其它MSK类的同频道干扰信号中分离信号和去除失真及抑制相邻频道干扰信号的方法和设备,该滤波结构利用所收到GMSK或其它MSK信号的周期平稳特性以便容纳比现有滤波器所能容纳的更多的(或相等数量,但质量更高)由一个或多个天线接收的发射信号。这些滤波结构的参量用两种适配设备中任何一种适配,该两种设备同时利用大多数无线通信系统中发射的已知训练序列和每个所发射GMSK或其它MSK信号所表现的常模数特性两者。
文档编号H04B1/12GK1234926SQ9618046
公开日1999年11月10日 申请日期1996年10月10日 优先权日1996年10月10日
发明者威廉·A·卡德纳, 斯蒂芬·V·沙尔 申请人:统计信号处理公司