专利名称：能够消除dc偏置电压的直接变换式接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种直接变换式接收机，特别是涉及一种作为在携带电话机以外的其他无线终端装置中所使用的零中频(IF)接收机所公知的直接变换式接收机。
近年来，随着携带电话以外的其他无限携带终端装置的普及，也提高了无线机的小型化、低耗电、低价位的要求。作为实现这种要求的无线接收方式，无线设计中的直接变换方式成为应受关注的系统结构。
图9中表示了这类有代表性的直接变换式接收机的方框图。参照图9，高频信号经天线71、高频放大器72被分别输入到正交混频器73a、73b。在混频器73a中，与本地振荡器74的本振频率相乘；在混频器73b中，与相应的本振频率的正交分量相乘，并输出为1分量、Q分量。本地振荡器74的本振频率的正交分量由90°移相器75生成。这种情况下，混频器73a、73b的各输出信号由输入载波频率与本振频率的和分量和以零频率(以频谱的±形式表现的情况下)为中心的差分量构成。而且，LPF76a、76b仅提取出以零频率为中心的差分量(下称零频率分量)，所提取出来的零频率分量进一步由基带放大器77a、77b分别进行信号处理，并解调。
上述的直接变换方式从输入频率直接变换为基带频率，这相当于超外差方式中的中频是零的情况。因此，由于不存在图象频率成分，所以，原理上就不要高频滤波器。因为基带信号为由零频率折返的形状，所以，通道滤波器可以是LPF型滤波器。因此，与超外差方式中所使用的BPF型通道滤波器相比，容易ID化。即按照直接变换方式，外装零件少，且与超外差方式比较容易实现LSI化，所以，是一种适宜于单片接收机的电路，近年来，倍受人们关注。
但是，为了把直接变换式接收机用于携带式电话那样的无线系统，一般必须除去混频器内存在的大约数mV到数十mV的直流偏置电压，原来，这是使用化方面的最大的问题。即为了达到在PDC(国内数字携带电话)和PHS(简易携带电话)系统中所必要的接收灵敏度，基带放大器77a、77b的增益必须有例如数十dB的非常高的值，但是，如上所述，由于在混频器内所产生的直流偏压的存在而使基带放大器饱和，从而不能实现作为接收机的功能。
作为这种方法，如
图10所示，紧接混频器73a、73b之后，首先考虑使用隔直流电容器78a、78b。但是，这种方法同时也把信号信息的零频率分量隔离掉，所以，只能使用例如寻呼机系统内所用的FSK调制方式。而且，为了延长电池的使用寿命而设计有具备间歇接收功能的寻呼机，但是，另外必要用来缩短电容器的充放电时间的附加电路，所以，就有增大电路规模的缺点。
作为除去直流偏压的其他现有技术，有日本公开专利公报JP-A-3-220823号「直接变换接收机」所披露的技术。如图11所示，在该公开专利中，记述有关于由用AD、DA变换器的负反馈环除去直流偏压的方法。在图11的方框图中，与图9的方框图同等的构成要素标注同样的标号。
图11所示的直接变换式接收机用AD变换器81a、81b从基带放大器77a、77b的输出信号中提取出直流偏压，再根据该提取结果，用闭环控制装置即数据处理电路82和DA变换器83a、83b来抑制直流偏压。
按照这种方法，由于信号信息的零频率成分不被隔离掉，所以，即使在PDC和PHS系统内所用的π/4QPSK调制中，这种方法也能适用。但是，因为使用闭环，所以，由于环收敛时间等的限制，对时间上快速的偏压变动没有更多的效果。即为了在例如大约1秒钟长时间把偏压的平均值控制为零的情况下，可以期待某种程度的效果，但是，对于按照数字携带电话方式中的间隙时间的快慢(如，PHS为0.625ms)变化的偏压变动就没有多大效果。另外，使用AD变换器和DA变换器会使电路规模变大。
本发明的目的是提供一种直接变换式接收机，这种接收机安装有能够消除高速且微小的DC偏压的偏压消除电路。
本发明的另一个目的是提供一种避免电路规模增大且最适宜于携带电话机之外的其他携带用无线终端装置的直接变换式接收机。
实现上述目的的本发明的直接变换式接收机具备下述主要零部件把接收到的高频信号与本振信号进行混频的混频装置、把所述混频装置的输出信号变换为基带信号的信号变换装置、
从所述信号变换装置的输出信号中检出偏压的偏压检出装置、根据由所述偏压检出装置所检出的偏压输出消掉所述混频装置的输出信号内的该偏压的偏压消除电压的偏压消除装置、以及在符合规定的规则的特定期间内把所述混频装置的输出信号供给偏压检出装置，而在所述特定期间之外的期间内把从所述偏压消除装置输出的所述偏压消除电压送到所述混频装置的输出端的切换装置。
按照优选实施例，在适用于时分方式的通信系统的情况下，所述切换装置进行切换连接，在分配给自接收机的时间间隙以外的期间内，把所述混频装置的输出信号供给所述偏压检出装置；而在分配给自接收机的时间间隙期间内，把从所述偏压消除装置输出的所述偏压消除电压送到所述混频装置的输出端。
按照优选实施例，在适用于频分方式的通信系统的情况下，所述切换装置进行切换连接，在相当于接收帧中的前导信号的部分期间，把所述混频装置的输出信号供给所述偏压检出装置；而在其他期间内，把从所述偏压消除装置输出的所述偏压消除电压送到所述混频装置的输出端。
按照优选实施例，所述偏压检出装置设置有输入所述混频装置的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置以及把所述Δ-∑调制装置的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置。
按照其他优选实施例，所述偏压检出装置设置有输入所述混频装置的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置以及把所述Δ-∑调制装置的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置，所述Δ-∑调制装置是一次或二次以上的Δ-∑调制器。
按照其他优选实施例，所述偏压检出装置设置有输入所述混频装置的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置以及把所述Δ-∑调制装置的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置，所述Δ-∑调制装置是MASH型的Δ-∑调制器。
按照其他优选实施例，所述偏压消除装置把所述偏压检出装置所检出的偏压进行反转，然后作成偏压消除电压，并保持所得到的偏压消除电压。
按照另外的其他优选实施例，所述偏压检出装置设置有输入所述混频装置的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置以及把所述Δ-∑调制装置的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置；所述偏压消除装置把由所述平均化装置输出的偏压进行反转，然后作成偏压消除电压，并保持所得到的偏压消除电压。
按照另外的其他优选实施例，所述混频装置和所述信号变换装置之间插入有一级或二级以上的基带放大器，处于比最末级基带放大器更前级的任意基带放大器的输出连接到用来进行供给到所述偏压检出装置的输出信号的提取和所述偏压消除电压的供给的所述切换装置。
实现上述目的的本发明的其他方案的直接变换式接收机，具备下述主要零部件对所接收到的高频信号与本振信号进行混频并变换为基带信号的变频装置、在符合规定的规则的特定期间，从所述变频装置的输出信号中检出偏压的偏压检出装置、以及在所述特定期间以外的期间，根据所述偏压检出装置所检出的偏压消除所述变频装置的输出信号中的该偏压的偏压消除装置。
按照优选实施例，在适用于时分方式的通信系统的情况下，在分配给自接收机的时间间隙以外的期间内，所述偏压检出装置检出偏压；在分配给自接收机的时间间隙的期间内，所述偏压消除装置把所述偏压消除电压送到所述变频装置的输出端。
按照优选实施例，在适用于频分方式的通信系统的情况下，在相当于接收帧中的前导信号的部分期间，所述偏压检出装置检出偏压；在其他期间，把所述偏压消除装置输出的所述偏压消除电压送到所述变频装置的输出端。
按照其他优选实施例，所述偏压检出装置经一级或二级以上的基带放大器取出所述变频装置的输出信号，并检出所得到的输出信号的偏压。
实现上述目的的本发明的其他方案的直接变换式接收机，具备下述主要零部件把接收到的高频信号与本振信号进行混频的混频装置(13a、13b)、把所述混频装置的输出信号变换为基带信号的信号变换装置，
从所述信号变换装置的输出信号中检出偏压的偏压检出装置、根据由所述偏压检出装置所检出的偏压输出消除所述混频装置的输出信号内的该偏压的偏压消除电压，并叠加在所述混频装置的输出信号上的偏压消除装置、以及在符合规定的规则的特定期间，切断向所述偏压消除装置供给所述偏压检出装置的输出信号，而在所述特定期间之外的期间，向所述偏压消除装置供给所述偏压检出装置的输出信号的切换装置。
按照优选实施例，在适用于时分方式的通信系统的情况下，在分配给自接收机的时间间隙以外的期间，所述切换装置切断向所述偏压消除装置供给所述偏压检出装置的输出信号，在分配给自接收机的时间间隙期间，所述切换装置向所述偏压消除装置供给所述偏压检出装置的输出信号。
按照优选实施例，在适用于频分方式的通信系统的情况下，在相当于接收帧中的前导信号的部分期间，所述切换装置切断向所述偏压消除装置供给所述偏压检出装置的输出信号；在其他期间，所述切换装置向所述偏压消除装置供给所述偏压检出装置的输出信号。
按照其他优选实施例，所述偏压检出装置设置有输入所述混频装置的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置以及把所述Δ-∑调制装置的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置，所述Δ-∑调制装置是一次或二次以上的Δ-∑调制器。
按照其他优选实施例，所述偏压检出装置设置有输入所述混频装置的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置以及把所述Δ-∑调制装置的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置，所述Δ-∑调制装置是MASH型的Δ-∑调制器。
从以下的详细说明将会清楚本发明的另外的其他目的、特征和效果。
附图简要说明图1是按照本发明的一个实施例的直接变换式接收机的构成方框图。
图2所表示的是TDMA方式的帧构成例。
图3所表示的是FDMA方式的帧构成例。
图4是二次Δ-∑调制器的构成方框图。
图5是3级MASH型Δ-∑调制器的构成方框图。
图6是按照本发明的其他实施例的直接变换式接收机的构成方框图。
图7是按照本发明的另外的其他实施例的直接变换式接收机的构成方框图。
图8所表示的是说明图7的实施例中的动作的TDMA方式的帧构成例。
图9是现有技术的直接变换式接收机的构成方框图。
图10是现有技术的直接变换式接收机的其他构成方框图。
图11是现有技术的直接变换式接收机的另外的其他构成方框图。
以下参照附图详细说明本发明的优选实施例。
图1是按照本发明的一个实施例的直接变换式接收机的构成方框图。在以下的说明中，以PHS、PDC等所用的时分多路复用方式(Time DivisionMultiplex AccessTDMA方式)的情况为例来说明。参照图1，在本实施例的直接变换式接收机中，天线11接收到的RF(高频)信号经高频放大器12由混频器13a、13b分别进行正交变换。为此而设置有本机振荡器14和90°相移器15，并把该本振频率及其正交分量分别送到混频器13a、13b。混频器13a、13b的输出信号被分别输入到偏压消除电路100a、100b进行处理。图1中，仅就对于从混频器13a输出的1分量的偏压消除电路100a，表示了其具体例，因为对于Q分量的偏压消除电路100b的构成、功能与偏压消除电路100a的一样，所以未图示，也省略了说明。图1中，仅记载了本实施例的特征的构成，省略了对其他的一般的构成的记载。
混频器13a的输出信号被分为两路，一路经LPF16和基带放大器17输入到信号处理器18进行基带信号处理；另一路经开关20的接点“n”输入到偏压消除电压产生电路200。偏压消除电压产生电路200有检出偏压的Δ-∑调制器210、反转Δ-∑调制器210的调制输出信号的反相器230、把反相器230的输出信号平均值化的平均值化电路240以及保持平均值化电路240的输出信号的保持电路220。保持电路220的输出信号经开关20的接点“m”送到混频器13a的输出端。切换控制器19对开关20进行切换控制。
输入到Δ-∑调制器210的混频器13a的支路输出被施加到减法器211的正相输入端，减法器211的减法运算输出经积分器212送到1比特量化器213。1比特量化器213的输出信号经1取样延迟器214施加到减法器211的负相输入端。
切换控制器19按如下方式进行对开关20的切换控制。如上所述，因为本实施例是TDMA方式，参照图2所示的TDMA的时隙构成的一例(PHS系统的例子)，例如如果考虑终端No.2(用R2来表示)的情况，在接收时隙21期间，高频放大器12被激活，成为数据接收状态，开关20连接于接点“m”。在从接收时隙21期间的结束到下一帧的接收时隙22开始的期间23，高频放大器12是不激活的“睡眠”状态，开关20被连接于接点“n”。
在图2中的期间21、22是偏压消除期间，期间23是偏压检出期间。在偏压检出期间的偏压检出时，使用Δ-∑调制器210。其工作原理在1989年12月发行的文献「电子信息通信学会杂志」第72卷、No.12的pp.1422～1429中有详细描述。按照该文献，Δ-∑调制器210把输入信号调制为具有“+a”或“-a”(“a”是常数)值的1比特过取样频率的信号系列，因此，在期间23出现在混频器输出中的偏压通过Δ-∑调制器210之后，就被变换为具有正或负值的“±a”的1比特数字信号。反相器230进一步把相应的数字信号进行符号反转，再由平均值化电路240进行平均值化。这样，就能够得到把期间23内的混频器13a的直流偏压的符号反转了的值，由缓冲器221和电容器222构成的保持电路220来保持该值。然后，在期间22，经开关20用保持电路220的反转值把混频器13a的直流偏压消除掉。因此，在数据接收时就把偏压除掉了。
还从上述说明所明白的那样，因为偏压消除电压产生电路200和开关20构成一循环开环，所以本实施例的偏压消除电路100的消除动作比闭环速度高。因此，如图2所示的“A”点那样，很接近接收时隙处都能够进行偏压消除动作。这样，即使按照时隙指令来变动偏压的情况下，由于能够精细地进行消除动作，也能够把接收特性的劣化抑制到最小限度。
在上述的说明中，考虑了偏压值为一定的情况，而在偏压随时间变动的情况下，在开关20的接点“m”处得到变动电压的平均值的反转输出信号。
关于TDMA方式的情况，参照图2作了说明，在时间上连续地接收信号的FDMA(Frequency Division Multiplex Access)方式的直接变换式接收机的情况下，通过设定用来消除偏压的偏压检出时所必要的最小限度的无接收状态，就能够达到与上述的TDMA方式的情况的同样的效果。把例如高频放大器12关掉就能得到这种无接收状态。图3表示FDMA方式的无线帧的例子，在图3中，使高频放大器12关掉的定时可以选择图3“B”所示的接收帧的前导信号(Pilot)的一定的期间。即仅在所选定的期间把开关20控制在接点“n”一侧，而在其他期间控制在接点“m”一侧，来进行偏压消除。关掉高频放大器12的定时没有必要必须在全部前导信号内进行，也可以断续地插入来选择关断定时。
一般，为了检出相当混频器的偏压的数mV左右的电压，在例如假定AD变换器的满刻度为1V的情况下，就必要有10比特(60db)以上的分辨能力的AD变换器。但是，在图1的例子中，如果把Δ-∑调制器210的调制处理中的“a”值被设定为例如100mV，那么，如果是40db即相当于大约7比特的分辨能力的AD变换器就足够了。这里，一次Δ-∑调制器的S/N(信噪比)用下式表示S/N＝(9π/20)·{fs/(2π·fb)}3其中，fs是取样频率，fb是信号频域。因此，用图1所示的一次Δ-∑调制器210就能够容易地得到S/N＝40db的分辨能力。
虽然图1所示的偏压消除电压产生电路200用一次Δ-∑调制器210，但是，如果用二次Δ-∑调制器或MASH(Multi Stage Noise Shaping)型Δ-∑调制器，虽然电路变得复杂，但是，能够期待除去更微小的偏压以及高速动作。
图4是二次Δ-∑调制器的电路例。在上述文献「电子信息通信学会杂志」上披露了图示的Δ-∑调制器的电路构成。参照图4，相应的二次Δ-∑调制器具有减法器41、43、积分器42、44、1比特量化器45和1取样延迟器46。输入信号施加到减法器41的正相输入端，减法器41的输出信号经积分器42被送到减法器43的正相输入端，减法器43的输出信号经积分器44被输入到1比特量化器45。1比特量化器45的输出信号由1取样延迟器46延迟之后，被送到减法器41、43的负相输入端。
图5是3级MASH型Δ-∑调制器的电路例。在上述文献「电子信息通信学会杂志」上披露了图示的Δ-∑调制器的电路构成。参照图5，相应的MASH型Δ-∑调制器具有减法器51、54、55、59、60、积分器52、56、61、1比特量化器53、57、62、微分器58、63、64和加法器65。输入信号施加到减法器51的正相输入端，并经积分器52输入到1比特量化器53。积分器52的输出信号施加到减法器54的正相输入端。1比特量化器53的输出信号被施加到减法器51、54的逆相输入端的同时，被送到加法器65。减法器54的输出信号被施加到减法器55的正相输入端，并经积分器56输入到1比特量化器57。积分器56的输出信号被施加到减法器59的正相输入端。1比特量化器57的输出信号被施加到减法器55、59的逆相输入端的同时，经微分器58提供给加法器65。减法器59的输出信号被施加到减法器60的正相输入端，并经积分器61输入到1比特量化器62。1比特量化器62的输出信号被施加到减法器60的逆相输入端的同时，经串联设置的微分器63、64提供给加法器65。
图6是按照本发明的其他实施例的直接变换式接收机的构成方框图。参照图6，本实施例的直接变换式接收机输入混频器13a、13b的输出信号进行处理，除经过两级输出到信号处理器18之外，与图1所示的第一实施例的构成一样。在图6中，与图1所示的构成要素等同的构成要素标注同样的标号。在图6上，仅记载了本实施例的特征的构成，省略了其他一般的构成的记载。
如图所示，本实施例不直接从混频器13a、13b的输出信号中进行偏压检出，暂时经LPF21和基带放大器22的处理后，从基带放大器22的输出信号中检出偏压。为此，设置对基带放大器21的输出信号进行信号处理的第二级LPF23和基带放大器24，并把基带放大器21的输出信号连接到开关20。也可以把LPF和基带放大器的组合构成3级以上，并且也可以在任一级进行偏压检出和消除。
图7是按照本的其他实施例的直接变换式接收机的构成方框图。参照图7，本实施例的直接变换式接收机中，混频器13a的输出信号分为两路，一路原样送到加法器400，另一路输出信号被输入到偏压消除电压产生电路200。
偏压消除电压产生电路200具有检出偏压的Δ-∑调制器210、反转Δ-∑调制器210的调制输出信号的反相器230、把反相器230的输出信号平均值化的平均值化电路240、保持平均值化电路240的输出信号的保持电路220以及控制是否对平均化电路240传送反相器230的输出信号的传送开关250。
传送开关250受传送控制器300的控制，传送反相器230的输出信号或切断反相器230的输出信号。
传送控制器300按如下方式控制传送开关250，即在图2所示的接收时隙21的期间内，把高频放大器12激活，并处于数据接收状态，传送开关250切断(OFF)反相器230与平均化电路240之间的连接。在从接收时隙21的期间结束到下一帧的接收时隙22开始的期间23内，传送控制开关250接通(ON)反相器230与平均化电路240之间的连接。以上的关系表示在图8上。
在图8中，期间21、22是偏压消除期间，期间23是偏压检出期间。偏压检出期间21、22中的偏压检出与图1所示的第一实施例的情况同样地进行。因此，在相应期间21、22中，与混频器13a、13b偏压反极性的偏压消除电压被输出到保持电路220。如上所述，在相应的期间21、22的接收时隙内，由于如上所述传送开关250变为OFF，所以紧接在相应接收时隙的前面所检出的偏压消除电压被施加于加法器400。因此，在加法器400的输出信号内把偏压消除掉，而仅得到基带信号。
由以上的说明可知，图3所示的偏压消除电路100a也形成有开环。
在上述的说明中，虽然说明了TDMA方式的情况，但是，与上述的其他实施例的情况一样，也能够适用于FDMA方式。另外，图3所示的Δ-∑调制器300的构成是根据需要被作成为图4所示的多次Δ-∑调制器，但是，也可以作成为图5所示的那样的MASH型Δ-∑调制器。
如上所述，按照本发明的直接变换式接收机，因为用来进行混频器的偏压消除的一循环环构成开环，所以，与现有技术的把相应一循环环作成为闭环的情况相比，能够实现消除动作的更高速化。
按照本发明，因为能够以简单的构成检出微小的偏压，所以，能够实现直接变换式接收机的小型化、低成本化，并能够适用于携带电话机以外的其他携带用无线终端装置。
权利要求
1.一种直接变换式接收机，具备下述主要部分把接收到的高频信号与本振信号进行混频的混频装置(13a，13b)、把所述混频装置(13a，13b)的输出信号变换为基带信号的信号变换装置(18)、从所述信号变换装置(18)的输出信号中检出偏压的偏压检出装置(210，230，240)、根据由所述偏压检出装置(210，230，240)所检出的偏压输出消除掉所述混频装置(13a，13b)的输出信号内的该偏压的偏压消除电压的偏压消除装置(220)、以及在符合规定的规则的特定期间内把所述混频装置(13a，13b)的输出信号供给偏压检出装置(210，230，240)，而在所述特定期间之外的期间内把从所述偏压消除装置(220)输出的所述偏压消除电压送到所述混频装置(13a，13b)的输出端的切换装置(19，20)。
2.根据权利要求1的直接变换式接收机，其特征在于在适用于时分方式的通信系统的情况下，所述切换装置(19，20)进行切换连接，在分配给自接收机的时间间隙以外的期间内，把所述混频装置(13a，13b)的输出信号供给所述偏压检出装置(210，230，240)；而在分配给自接收机的时间间隙期间内，把从所述偏压消除装置(220)输出的所述偏压消除电压送到所述混频装置(13a，13b)的输出端。
3.根据权利要求1的直接变换式接收机，其特征在于在适用于频分方式的通信系统的情况下，所述切换装置(19，20)进行切换连接，在相当于接收帧中的前导信号的部分期间，把所述混频装置(13a，13b)的输出信号供给所述偏压检出装置(210，230，240)；而在其他期间内，把从所述偏压消除装置(220)输出的所述偏压消除电压送到所述混频装置(13a，13b)的输出端。
4.根据权利要求1的直接变换式接收机，其特征在于所述偏压检出装置(210，230，240)设置有输入所述混频装置(13a，13b)的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置(210)以及把所述Δ-∑调制装置(210)的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置(230，240)。
5.根据权利要求1的直接变换式接收机，其特征在于所述偏压检出装置(210，230，240)设置有输入所述混频装置(13a，13b)的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置(210)以及把所述Δ-∑调制装置(210)的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置(230，240)；所述Δ-∑调制装置(210)是一次或二次以上的Δ-∑调制器。
6.根据权利要求1的直接变换式接收机，其特征在于所述偏压检出装置(210，230，240)设置有输入所述混频装置(13a，13b)的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置(210)以及把所述Δ-∑调制装置(210)的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置(230，240)；所述Δ-∑调制装置(210)是MASH型的Δ-∑调制器。
7.根据权利要求1的直接变换式接收机，其特征在于所述偏压消除装置(220)把所述偏压检出装置(210，230，240)所检出的偏压进行反转，然后作成偏压消除电压，并保持所得到的偏压消除电压。
8.根据权利要求1的直接变换式接收机，其特征在于所述偏压检出装置(210，230，240)设置有输入所述混频装置(13a，13b)的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置(210)以及把所述Δ-∑调制装置(210)的Δ-∑调制输出信号进行平均化的平均化装置(230，240)；所述偏压消除装置(220)把由所述平均化装置(230，240)输出的电压进行反转，然后作成偏压消除电压，并保持所得到的偏压消除电压。
9.根据权利要求1的直接变换式接收机，其特征在于所述混频装置(13a，13b)和所述信号变换装置(18)之间插入有一级或二级以上的基带放大器，处于最末级基带放大器更前级的任意基带放大器的输出连接到用来进行供给到所述偏压检出装置(210，230，240)的输出信号的提取和所述偏压消除电压的供给的所述切换装置(19，20)。
10.一种直接变换式接收机，具备下述主要部分对所接收到的高频信号与本振信号进行混频并变换为基带信号的变频装置(13a，13b，18)、在符合规定的规则的特定期间，从所述变频装置(13a，13b，18)的输出信号中检出偏压的偏压检出装置(210，230，240)、以及在所述特定期间以外的期间，根据所述偏压检出装置(210，230，240)所检出的偏压消除所述变频装置(13a，13b，18)的输出信号中的该偏压的偏压消除装置(220)。
11.根据权利要求10的直接变换式接收机，其特征在于在适用于时分方式的通信系统的情况下，在分配给自接收机的时间间隙以外的期间内，所述偏压检出装置(210，230，240)检出偏压；在分配给自接收机的时间间隙的期间内，所述偏压消除装置(220)把所述偏压消除电压送到所述变频装置(13a，13b，18)的输出端。
12.根据权利要求10的直接变换式接收机，其特征在于在适用于频分方式的通信系统的情况下，在相当于接收帧中的前导信号的部分期间，所述偏压检出装置(210，230，240)检出偏压；在其他期间，把从所述偏压消除装置(220)输出的所述偏压消除电压送到所述变频装置(13a，13b，18)的输出端。
13.根据权利要求10的直接变换式接收机，其特征在于所述偏压检出装置(210，230，240)经一级或二级以上的基带放大器取出所述变频装置(13a，13b，18)的输出信号，并检出所得到的输出信号的偏压。
14.一种直接变换式接收机，具备下述主要部分把接收到的高频信号与本振信号进行混频的混频装置(13a、13b)、把所述混频装置(13a、13b)的输出信号变换为基带信号的信号变换装置(18)、从所述信号变换装置(18)的输出信号中检出偏压的偏压检出装置(210，230，240)、根据由所述偏压检出装置(210，230，240)所检出的偏压输出消除所述混频装置(13a、13b)的输出信号内的该偏压的偏压消除电压，并叠加在所述混频装置(13a、13b)的输出信号上的偏压消除装置(220，400)、以及在符合规定的规则的特定期间，切断向所述偏压消除装置(220)供给所述偏压检出装置(210，230，240)的输出信号，而在所述特定期间之外的期间，向所述偏压消除装置供给所述偏压检出装置(210，230，240)的输出信号的切换装置(250，300)。
15.根据权利要求14的直接变换式接收机，其特征在于在适用于时分方式的通信系统的情况下，在分配给自接收机的时间间隙以外的期间，所述切换装置(250，300)切断向所述偏压消除装置(220)供给所述偏压检出装置(210，230，240)的输出信号，在分配给自接收机的时间间隙期间，所述切换装置向所述偏压消除装置(220)供给所述偏压检出装置(210，230，240)的输出信号。
16.根据权利要求14的直接变换式接收机，其特征在于在适用于频分方式的通信系统的情况下，在相当于接收帧中的前导信号的部分期间，所述切换装置(250，300)切断向所述偏压消除装置(220)供给所述偏压检出装置(210，230，240)的输出信号；在其他期间，所述切换装置向所述偏压消除装置(220)供给所述偏压检出装置(210，230，240)的输出信号。
17.根据权利要求14的直接变换式接收机，其特征在于所述偏压检出装置(210，230，240)设置有输入所述混频装置(13a，13b)的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置(210)以及把所述Δ-∑调制装置(210)的Δ-∑调制输出信号平均化的平均化装置(230，240)，所述Δ-∑调制装置(210)是一次或二次以上的Δ-∑调制器。
18.根据权利要求14的直接变换式接收机，其特征在于所述偏压检出装置(210，230，240)设置有输入所述混频装置(13a，13b)的输出并进行Δ-∑调制的Δ-∑调制装置(210)以及把所述Δ-∑调制装置(210)的Δ-∑调制输出信号平均化的平均化装置，所述Δ-∑调制装置(210)是MASH型的Δ-∑调制器。
全文摘要
一种直接变换式接收机,具有:把接收到的高频信号与本振信号进行混频的混频器(13a,13b)、把混频器(13a,13b)的输出信号变换为基带信号的信号变换装置(18)、从信号变换装置(18)的输出信号中检出偏压的△－∑调制器(210)、输出消除该偏压的偏压消除电压的保持电路(220)以及在符合规定的规则的特定期间内把混频装置(13a,13b)的输出信号供给△－∑调制器(210)而在特定期间之外的期间内把从保持电路(220)输出的所述偏压消除电压送到混频器(13a,13b)的输出端的开关(20)。
文档编号H04L25/06GK1202767SQ9810783
公开日1998年12月23日 申请日期1998年3月5日 优先权日1997年3月5日
发明者海琳正隆 申请人:日本电气株式会社