专利名称：干扰消除器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种干扰消除器，更具体地，是涉及适用于蜂窝DS/CDMA(直接序列码分多址)移动通信系统或类似系统的干扰消除器。
在蜂窝CD/CDMA移动通信系统中，由于移动站异步特性在扩展码之间产生了相关特性，所以来自另一个移动站的干扰和噪声导致了干扰的发生。这种干扰是降低移动通信系统的信道容量和传输质量的因素。因而，期望精确地消除这种来自接收信号的干扰。
图1说明了一个常规的多级型干扰消除器。多级型干扰消除器中的每个级均由干扰消除器单元81和一个混合器82构成。具有这种配置的级被级联起来。图1说明了具有第一级至第m级的多级型干扰消除器。数据符号接收器83被提供在第m级，即末级中。
以并行方式为相应的用户信道提供干扰消除器单元81和末级。指示干扰消除器单元81的索引号81的后缀包含一个级号和一个对应于用户信道(ICU1,1,ICU1,k,ICU2,1,ICU2,k,....．)的用户号。
在初级中，一个接收信号R0被输入到对应于用户信道的干扰消除器单元ICU1,1-ICU1,k，上述干扰消除器单元输出干扰复制信号S1,1-S1,k和干扰残留信号d1,1-d1,k。混合器82混合对应于用户信道的干扰残留信号d1,1-d1,k。混合的干扰残留信号d1,1-d1,k被从接收信号R0中减去，以便获得初级的合成差错信号e1。
在第二级，干扰消除器单元ICU2,1-ICU2,k被提供了来自初级的混合器82的差错信号e1和来自初级的干扰消除器单元ICU1,1-ICU1,k的干扰复制信号S1,1-S1,k。接着，干扰消除器单元ICU2,1-ICU2,k分别输出干扰复制信号S2,1-S2,k和干扰残留信号d2,1-d2,k。混合器82混合对应于用户信道的干扰残留信号d2,1-d2,k。混合的干扰残留信号d2,1-d2,k被从初级的差错信号e1中减去。因而获得第二级的合成差错信号e2。
在作为末级的第m级中，接收器ReCm,1-ReCm,k被提供了前一级的差错信号em-1和干扰复制信号Sm-1,1-Sm-1,k，并且使用所提供的信号进行干扰消除处理，以便能够对数据符号进行解码。通过顺序重复干扰消除过程，差错信号被逐渐减弱，并且可以得到能够消除用户间信号干扰的干扰复制信号。
图2说明了一个常规干扰消除器单元，其中包含一个解扩展处理部件91，一个解扩展器91-1，一个加法器91-2，一个乘法器91-3，一个信道估测电路91-4，一个混合器92，一个判决部件93，扩展处理部件94，一个乘法器94-1，一个加法器94-2，一个再扩展器94-3，和一个混合器95。
解扩展处理部件91和扩展处理部件94相应被提供给接收的延迟电波，即多路径。图2所示的结构被设置成处理三个路径。在图2中，对应于相应路径的信号被指定一个后缀“i”(在图2中，i=1-3)。对应于路径的信号被称作RAKE指针(finger)。
解扩展处理部件91被提供了前一级的差错信号ej-1和干扰复制信号Sj-1,1-Sj-1,k(这些信号在初级为零)。解扩展器91-1从前一级接收差错信号ej-1(在初级中为接收信号R0)并且使用扩展码进行解扩展操作。后缀“j”指示级标识号。
加法器91-2把解扩展信号和干扰复制信号Sj-1,2-Sj-1,k(在初级为零)相加，并且生成第一路径的合成接收符号R1。信道估测电路91-4接收合成接收符号R1，并且使用图3B所示的导频符号估测各个路径的信道(传输路径的特性)。这样，得到了各个路径的信道估测值ξi^。
乘法器把经过解扩展的信号Ri与信道估测ξi^的复数ξi^*相乘。因而，可以得到已经消除了因传输路径干扰造成的相位差错的接收符号。
混合器92对乘法器91-3针对各个路径的输出信号进行分集混合(最大比例混合)。判决部件93对通过最大比例混合而得到的结果接收符号∑Riξ^*进行比较，以便能够即时判定一个数据符号。
再扩展处理部件91产生并输出的信号被称作干扰复制生成信号。干扰复制生成信号被转换成传送到下一级的干扰复制信号和干扰残留信号。
判决部件93输出的即时判定符号Zs^分流成对应于各个路径的信号。在各个扩展处理部件94中，乘法器94-1把即时判定符号Zs^与信道估测值ξi^相乘。因而即时判定数据符号被分解成对应于各个路径的信号，这些信号被当作干扰复制信号Sj,1-Sj,k输出到下一级。
扩展处理部件94的加法器94-2把乘法器94-1输出并且对应于各个路径的干扰复制信号Sj,i-Sj,k与前一级提供的干扰复制信号Sj-1,1-Sj-1,k相加。接着，加法器94-2分别输出当前级的干扰复制信号Sj,i-Sj,k与干扰复制信号Sj-1,1-Sj-1,k之间的信号差。在各个再扩展器94-3中使用一个扩展码对扩展处理部件94的加法器94-2的输出信号进行扩展。混合器95对再扩展器94-3的对应于各个路径的再扩展输出信号加以混合。为各个用户信道提供的干扰消除器单元的混合器95的输出信号被当作干扰残留信号dj,1-dj,k输出到如图1所示的混合器82。
图3A说明了在多级型干扰消除器的末级提供的一个常规末级接收器，并且图3B示出了一个帧格式。图3A中标号100的末级接收器包含解扩展处理部件101，一个混合器102和一个解码器103。
末级接收器100的解扩展处理部件101被提供了来自前一级的干扰复制生成单元的差错信号em-1和干扰复制信号Sm-1,1-Sm-1,k，并且执行和上述干扰消除器单元的解扩展处理部件91相同的处理。因而，可以得到接收符号。
末级接收器100的各个解扩展处理部件101被配备了一个解扩展器91-1，一个加法器91-2，一个乘法器91-3和一个信道估测电路91-4，上述部件与干扰消除器单元的解扩展处理部件91的对应部件相同。
末级接收器100的混合器102对解扩展处理部件101输出的接收符号进行分集混合(最大比例混合)。解码器103将通过最大比例混合得到的合成接收符号∑Riξ^*和一个阀值相比较。因而可以再生成一个数据符号。
参照图3B，一个导频符号104被插入到信息符号105之间并且由一个发送器重复发送以使其被定位在一个指定的时间位置上。导频信号104是预定的已知数据符号，并且已经接收的接收符号可以被表示成Z·ξ，其中Z表示导频符号104的一个值(复数)。
由于导频符号104的值是已知的，所以信道估测电路91-4把接收符号Z·ξ与导频符号的值Z的共轭复数Z*相乘并且输出|Z|2ξ。由于已知导频符号的大小(幅度)(大约等于1|Z|=1)，所以可以得到路径的传输路径特性ξ的估测值。上述信道估测电路91-4对使用多个导频符号得到的估测传输路径特性ξ求出平均值。这样所得到的平均值ξ被当作信道估测值输出。
图4说明了一个包含干扰消除器的基站的接收器。通过天线(ANT)110接收的一个信号被输入到一个无线部件(Rx)120，无线部件(Rx)120接着通过一个放大器(LNA)121对接收信号进行放大。放大信号被提供给一个带通滤波器(BPF)122，该滤波器消除位于给定频带之外的分量。混合器123把带通滤波器122的输出信号与来自一个本机振荡器LO的本振信号相乘。这样，接收信号被转换成基带信号。基带信号中包含的高频分量被一个低通滤波器(LPF)124消除。接着低通滤波器124的输出信号被输出到下一级。
下一级的一个A/D转换器130对来自无线部件120的接收信号进行采样，并且输出一个相应的数字信号，该数字信号被提供给一个路径搜索电路140。路径搜索电路140通过使用接收的多个延迟电波计算出各个路径的延迟时间，并且向一个干扰消除器150输出得到的各个路径的延迟时间信息。
干扰消除器150根据得到的各个路径的延迟时间信息，在干扰复制生成单元和末级接收器中对各个路径进行解扩展。所得到的接收符号被输出到解码器160。用户信道之间的干扰和路径之间的干扰已经被从应用于解码器的接收符号中消除了。
各个解码器160把来自干扰消除器150的相应接收符号与一个阀值相比较。这样可以解码出一个数据符号。图4所示的各个解码器160与图3所示的末级接收器的解码器130相同。
上述类型的干扰消除器，即通过从初始多路复用接收信号中抽出用户信道的干扰复制信号来消除干扰的干扰消除器，具有一个缺点，即干扰消除性能很大程度上依赖于以上述方式产生的干扰复制信号的精确度。
如果从接收信号中抽出具有较差精确度的干扰复制信号，则干扰功率会增加，并且接收性能会下降。在以相对较低的电平接收信号，使用相对于扩展比率而言数量过大的用户信道，或者传输路径快速变化(在高速衰减环境下)的情况下，干扰复制信号的精确度和干扰消除能力均会下降。
本发明的一个目的是提供一种克服上述缺点的干扰消除器。
本发明更具体的一个目的是提供一种干扰消除器，在这种干扰消除器中，通过监视用户信道的码多路复用信号的接收状态来进行干扰消除，从而可以提高传输质量。
通过一个干扰消除器可以实现本发明的上述目的，其中干扰消除器包含解扩展处理部件；一个混合干扰复制生成信号的混合器；一个判定输出信号的判决部件；与解扩展处理部件和判决部件相连的扩展处理部件，一个产生取决于干扰复制生成信号的可靠性的一个衰减系数的衰减系数发生器；和一个把判决部件的输出信号与衰减系数相乘的乘法器。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个取决于上述干扰消除器在一个多级结构中的位置的值。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个取决于传播应用于干扰消除器的信号所通过的路径的延迟时间的值。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个取决于多路复用信道数量的值。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个取决于应用于干扰消除器的信号电平的值。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个取决于通过一个天线分支接收的一个信号的电平的值。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个取决于通过一个路径传播并且应用于干扰消除器的一个信号的电平的值。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个取决于信号功率与干扰/噪声功率的比率的值。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个取决于至少两个指示接收信号的状态的因子的值。
通过配置干扰消除器可以使衰减系数发生器产生这样的衰减系数，即该衰减系数具有一个随干扰复制生成信号可靠性下降而增加的值。
通过配置干扰消除器使得干扰消除器包含多个级；并且各个级包含解扩展处理部件，混合器，判决部件，扩展处理部件，衰减系数发生器和乘法器。
通过下面结合附图所进行的详细描述，本发明的其它目的，特性和优点会变得更加清晰，其中图1是关于一个常规多级型干扰消除器的模块图；图2是关于一个常规干扰消除器单元的模块图；图3A是关于一个常规末级接收器的模块图；图3B是一个帧格式的图例；图4是关于包含一个干扰消除器的基站的一个接收器的模块图；图5是基于本发明第一实施例的一个干扰消除器单元的图例；图6是基于本发明第二实施例的一个干扰消除器单元的图例；图7是基于本发明第三实施例的一个干扰消除器单元的图例；图8是基于本发明第四实施例的一个干扰消除器单元的图例；图9是基于本发明第五实施例的一个干扰消除器单元的图例；图10是基于本发明第六实施例的一个干扰消除器单元的图例；图11是基于本发明第七实施例的一个干扰消除器单元的图例。
图5说明了基于本发明第一实施例的一个干扰消除器单元。图5所示的干扰消除器单元包含解扩展处理部件11，一个混合器12，一个判决部件13，扩展处理部件14，一个混合器15，一个衰减系数发生器16，和一个乘法器17。每个解扩展处理部件11均包含一个解扩展器11-1，一个加法器11-2，一个乘法器11-3和一个信道估测电路11-4。每个扩展处理部件14均包含一个乘法器14-1，一个加法器14-2，和一个再扩展器14-3。解扩展处理部件11和扩展处理部件14数量上等于接收的延迟电波，即可分解的路径的数量。
解扩展处理部件11，混合器12，判决部件13，扩展处理部件14和混合器15与图2所示的常规干扰消除器单元的那些部件相同，并且这里省略了对这些部件的描述。
多级型干扰消除器在多个级上重复进行干扰消除过程。因而逐渐改进了干扰复制信号的精确度，因此也改进了干扰消除性能。
在一个初级上得到的干扰消除器单元中的干扰复制信号具有相对较低的精确度，其中在这个初级上以相对较少的次数重复进行干扰消除过程。随着重复进行干扰消除过程的次数增加，干扰复制信号的精确度相应增加。
以下述方式配置衰减系数发生器16。衰减系数发生器16针对干扰消除器的不同级产生不同的衰减系数值。在初级上使用的衰减系数值大大衰减了干扰复制信号。当接收信号被传输到更多数量的级时，衰减系数具有一个减少的对干扰复制信号的衰减的值。即，当衰减系数被表示成αj时(j表示级数)，衰减系数被设成下面的值0＜α1＜α2＜…＜αj…＜αm＜1。
衰减系数发生器16针对干扰消除器的不同级产生具有不同值的衰减系数，并且把衰减系数用于乘法器17。接着，乘法器17把判决电路13输出的干扰复制信号与衰减系数相乘。因而，在各个扩展处理部件14中，通过具有对应于当前级的值的衰减系数对干扰复制信号加以衰减。因而可以抑制在干扰消除过程中具有相对较低的精确度的干扰复制信号的影响。乘上衰减系数。因而当衰减系数具有一个较小的值时，干扰复制信号的衰减度增加了。
图6说明了基于本发明第二实施例的一个干扰消除器单元。在图6中，与图5所示部件相同的部件具有相同的编号并且在这里省略了重复的描述。
图6所示的干扰消除器单元包含一个路径搜索电路21，一个衰减系数发生器22和一个乘法器23。路径搜索电路21与配备了干扰消除器的基站的接收器中的路径搜索电路140相同。即路径搜索电路21根据以多种结构接收的延迟电波计算出各个路径的延迟时间，并且输出关于各个路径的延迟时间信息。
在一般的多路径环境中，一个具有较大延迟的路径不仅具有距离衰减，并且还具有多次发生的反射和衍射。通过这种路径传播并且接收的信号具有相对较低的接收电平。因而，具有相对较大的延迟时间的干扰复制信号通常具有较低的可靠性。
因此，图6所示的衰减系数发生器22通过参考路径搜索电路21输出的并于各个路径的延迟时间信息产生具有取决于时间延迟的值的衰减系数。更具体地，延迟时间越大，衰减系数αi的值越小。
乘法器23把衰减系数与对应于各个路径(指针)的扩展处理部件14的乘法器14-1输出的干扰复制生成信号相乘。因而，根据各个路径的时间延迟衰减干扰复制信号的电平。因而在干扰消除过程中可以抑制具有较低可靠性的干扰复制信号。
图7说明了基于本发明第三实施例的一个干扰消除器单元。在图7中，与图5所示部件相同的部件具有相同的编号并且在这里省略了重复的描述。
图7所示的干扰消除器单元包含一个基站控制器31和一个衰减系数发生器32。当多用户信道数量增加时，扩展码之间的干扰电平也增加。这样，干扰复制信号的可靠性下降。本发明的第三实施例根据多用户信道的数量使用不同的衰减系数值。
基站控制器31拥有指示当前用于通信的用户信道数量的信息。从基站控制器31把上述信息提供给衰减系数发生器32。接着，衰减系数发生器32根据当前用于通信的用户信道的数量确定衰减系数的值。更具体地，当用户信道数量增加时，衰减系数α的值减少了。
乘法器33把判决部件13输出的干扰复制生成信号与具有基于当前用于通信的用户信道的数量的值的衰减系数α相乘。因而根据当前用于通信的用户信道的数量衰减干扰复制生成信号的电平。因而在干扰消除过程中可以抑制具有较低可靠性的干扰复制信号的影响。
图8说明了基于本发明第四实施例的一个干扰消除器单元。在图8中，与基于本发明第一实施的干扰消除器单元的部件相同的部件具有相同的编号，并且在这里省略了重复的描述。
图8所示的干扰消除器单元包含一个测量电路41和一个衰减系数发生器42。测量电路41测量信号电平或信号功率与干扰/噪声功率的比率(SIR)。测量电路41测量混合器12的输出信号的平均电平并且把测量的平均电平输出到衰减系数发生器42，其中混合器12混合在解扩展处理部件11进行解调后得到的信号电平。接着衰减系数发生器42产生具有取决于信号电平的值的衰减系数。更具体地，信号电平越低，衰减系数α的值越小。
乘法器43把判决部件13输出的干扰复制生成信号与具有取决于信号电平的值的衰减系数α相乘。这样，根据信号电平衰减了干扰复制生成信号的电平。因而在干扰消除过程中可以抑制具有较低可靠性的干扰复制信号的影响。
测量电路测量在解扩展处理部件11进行解调后得到的信号电平。可选地，也可以按下述方式进行测量。根据信号电平和判决部件13的输出信号电平得到SIR。SIR被提供给根据接收的SIR输出衰减系数的衰减系数发生器42。
在这种情况下，SIR越低，衰减系数α越小。通过根据SIR衰减干扰复制生成信号的电平，可以在干扰消除过程中抑制具有较低可靠性的干扰复制信号的影响。
图9说明了基于本发明第五实施例的一个干扰消除器单元。图9所示的干扰消除器单元包含解扩展处理部件51-1和51-2，一个混合器52，一个判决部件53，扩展处理部件54-1和54-2，混合器55-1和55-2，测量信号电平或SIR的测量电路56-1和56-2，衰减系数发生器57-1和57-2，和乘法器58-1和58-2。
解扩展处理部件51-1和51-2，扩展处理部件54-1和54-2与基于本发明第一实施例的干扰消除器单元的解扩展处理部件11，扩展处理部件14具有相同的配置。
图9说明了当使用天线分集时的干扰消除器单元结构。图9所示的结构具有两个天线分支1和2。测量电路56-1和56-2分别被提供给天线分支1和2，并且在解扩展处理部件51-1和51-2完成解调过程之后测量信号电平或SIR。分别在天线分支1和2上得到的信号电平或SIR被输入到衰减系数发生器57-1和57-2。
衰减系数发生器57-1和57-2根据信号电平或SIR分别产生不同的衰减系数α1和α2。更具体地，当信号电平或SIR变低时，衰减系数α1和α2被设成更小的值。
分别被提供给天线分支1和2的乘法器58-1和58-2把判决部件53输出的干扰复制生成信号与衰减系数发生器57-1和57-2提供的衰减系数α1和α2相乘。这样，根据分别得到的天线分支1和2的信号电平或SIR衰减了干扰复制生成信号的电平。因而在干扰消除过程中可以抑制具有较低可靠性的干扰复制信号的影响。
图10说明了基于本发明第六实施例的一个干扰消除器单元。在图10中，与基于本发明第一实施的干扰消除器单元的部件相同的部件具有相同的编号，并且在这里省略了重复的描述。
图10所示的干扰消除器单元包含一个测量信号电平或SIR的测量电路61，一个衰减系数发生器62和一个乘法器63。测量电路61测量在提供给各个路径(指针)的解扩展处理部件11完成解调过程之后得到的信号电平或SIR。从各个路径得到的测量值被应用于衰减系数发生器62。接着衰减系数发生器62根据分别从各个路径(指针)得到的信号电平或SIR产生衰减系数αi。信号电平或SIR越低，衰减系数αi的值越小。
扩展处理单元14的乘法器63把来自乘法器14-1的干扰复制生成信号与具有根据从各个路径(指针)上得到的信号电平或SIR而确定的值的衰减系数αi相乘。这样，基于从各个路径(指针)上得到的信号电平或SIR衰减了干扰复制生成信号的电平。因而在干扰消除过程中可以抑制具有较低可靠性的干扰复制信号的影响。
图11说明了基于本发明第七实施例的一个干扰消除器单元。在图11中，与基于本发明第一实施的干扰消除器单元的部件相同的部件具有相同的编号，并且在这里省略了重复的描述。
图11所示的单元包含一个第一衰减系数发生器71和乘法器72，还包括一个第二衰减系数发生器74，一个乘法器75，一个测量解调之后被提供给各扩展处理部件14的测量信号电平或SIR的测量电路73。
基于第七实施例的干扰消除单元对应于图5所示的第一实施例单元与图10所示的第六实施例单元中使用的衰减装置的综合。
第一衰减系数发生器71针对各个级产生衰减系数αj。乘法器72把来自判决部件13的干扰复制生成信号与衰减系数发生器71产生的当前级的衰减系数相乘。因而可以衰减具有低可靠性的干扰复制生成信号。
测量电路73测量在解扩展处理部件11解调之后得到的各个路径(指针)的信号电平或SIR。衰减系数发生器74根据分别从各个路径(指针)得到的测量信号电平或SIR产生衰减系数。乘法器75把干扰复制生成信号与根据从各个路径上得到的信号电平或SIR而确定的衰减系数相乘。这样，在各个路径(指针)上可以衰减具有低信号电平或SIR的干扰复制生成信号的电平。
这样，在各个级中，根据信号电平或SIR可以抑制具有较低可靠性的干扰复制信号的影响。
可以任意组合在本发明第一至第六实施例中使用的，对具有低可靠性的干扰复制信号进行衰减的装置，并且可以改进干扰消除器的可靠性。
本发明不仅包含图1所示的并行类型，而且包含其它的类型，在图1中以并行方式处理多用户信道。例如，本发明包含一个串行类型，一个单级类型和一个多级类型，在串行类型干扰消除器中，以串行结构对多用户信道进行处理。
本发明还包含一种对接收符号进行判决以便得到一个与接收符号振幅无关的估测符号的硬判决(非线性)类型干扰消除器，和一种进行与接收符号振幅有关的判决的软判决(线性)类型干扰消除器。
如上所述，根据本发明，使用至少一个取决于级，路径时间延迟，用户信道数量，接收信号电平和SIR的衰减系数控制由干扰消除器单元产生的干扰复制信号。因而增加了具有相对较低可靠性的干扰复制信号的衰减度(减少了衰减系数的值)。因而可以根据被码多路复用的用户信道的接收状态最优地消除干扰，并且从而改进传输质量。
本发明并不仅限于具体公开的实施例，在不偏离本发明的范围的情况下可以进行各种变化和修改。
权利要求
1．一种干扰消除器，其中包含解扩展处理部件；一个混合干扰复制生成信号的混合器；一个判定一个输出信号的判决部件；与所述解扩展处理部件和所述判决部件相连的扩展处理部件；一个根据干扰复制生成信号的可靠性产生一个衰减系数的衰减系数发生器；一个把判决部件的输出信号与所述衰减系数相乘的乘法器。
2．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个根据上述干扰消除器在一个多级结构中的位置而确定的值。
3．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个根据传播应用于干扰消除器的一个信号所通过的路径的延迟时间而确定的值。
4．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个根据多路复用信道数量而确定的值。
5．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个根据应用于干扰消除器的一个信号电平而确定的值。
6．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个根据通过天线分支接收的一个信号电平而确定的值。
7．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个根据通过一个路径传播并且应用于干扰消除器的一个信号的电平而确定的值。
8．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个根据信号功率与干扰/噪声功率的比率而确定的值。
9．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个根据至少两个指示接收信号的一个状态的因子而确定的值。
10．如权利要求1所述的干扰消除器，其中所述衰减系数发生器产生这样的衰减系数，该衰减系数具有一个随干扰复制生成信号可靠性提高而增加的值。
11．如权利要求1所述的干扰消除器，其中干扰消除器包含多个级；并且各个级包含解扩展处理部件，混合器，判决部件，扩展处理部件，衰减系数发生器和乘法器。
全文摘要
一种干扰消除器包含解扩展处理部件,一个混合干扰复制生成信号的混合器,一个判定输出信号的判决部件,与解扩展处理部件和判决部件相连的扩展处理部件,一个根据干扰复制生成信号的可靠性产生一个衰减系数的衰减系数发生器,和一个把判决部件的输出信号与衰减系数相乘的乘法器。
文档编号H04B7/26GK1219049SQ9812277
公开日1999年6月9日 申请日期1998年12月4日 优先权日1997年12月5日
发明者关宏之, 田中良纪, 小早川周磁, 户田健 申请人:富士通株式会社