置具有大大降低设计、构造和校准可以电子方式转向的 毫米波阵列天线的复杂性和成本的潜能。此类天线例如在小型小区回程无线电中是有利 的，能使得自动对准点对点链路，因此大大减少链路部署时间和成本。
[0020] 在实施例中，波束转向系统包含连接到辐射（或接收）单元的圆环阵列的模拟射 频（RF)波束转向网络，所述圆环阵列连接到具有用于0阶、1阶和-1阶相模（对应地，匕、 的输出端口的相模馈送网络，且连接到在其输出端口处的收发器（具有任选地至 多2个另外的接收器输入）。波束转向网络的相模输入可以产生自具有任意数目的单元的 单独的同心环阵列、或产生自具有任意数目的单元的单一公共环阵列。所公开的波束转向 网络包含2个移相器，所述移相器对应地连接到PJPPq相模且在相反的方向0和-0上 被控制。这些相模转而连接到混合分路器/合路器，所述混合分路器/合路器在一个输出 处形成所述相模的总和，C=P1W0+P_ie~，且在另一个输出处形成所述相模的差值，如D= Pie〃-P_ie~。将模Ptl的输出输入到补偿且90°相移网络，所述网络具有与移相器和另两个 相模的混合（当设定成零可变相位时）相同的插入延迟、损失和相位。随后将输出D和经 补偿Ptl模输入到另一和/差混合，所述混合的输出C和D对应地连接到另两个可相反地调 整的移相器，识和V。这些的输出随后连接到第三混合的输入，所述第三混合的和值输出端 口C给出经转向主波束以用于主收发器，且差值输出D给出经转向辅助波束以在辅助接收 器中使用。第一混合的和值端口输出C给出另一独立的辅助波束以用于第二辅助接收器， 两个辅助接收器都是任选的。
[0021] 在实施例中，主波束在围绕阵列轴线（垂直于阵列的平面的方向）的有限范围中 的转向在径向方向上以相位设定P实现，且在周向方向上以设定0实现，所述转向独立地 提供。相同结构的波束转向器可以与具有任何数目的单元的环阵列一起使用。
[0022] 本文中在可转向毫米波阵列天线的背景下更详细地描述所公开的波束转向器的 操作原理。确切地说，在实施例中，天线包含相同辐射（或接收）单元的平面环，所述平面环 连接到相模波束成形网络且在正交于阵列的平面的方向上（沿着阵列轴线）标称地辐射。
[0023] 在电磁天线的情况下，阵列单元可以是线性极化或圆极化的。在后一种情况下， 所述阵列单元可以其馈点对称地围绕中心而布置，使得相位将围绕圆周线性地前进一个周 期，从而产生1阶相模中的一者。在实施例中，补偿此相位前进的定相布置将形成O阶相 模。可以设计用于经线性极化单元的其它相模馈送布置，例如巴特勒矩阵或罗特曼透镜的 部分、空间或导模馈送以及所属领域的技术人员所采用的其它布置。在实施例中，最终结果 是具有与O阶、+1阶和-1阶相模相对应的输出端口的圆形或多边形环阵列的相模馈送结 构。
[0024] 为了有助于理解本发明的操作，图1到3中图示了相关相模的远场辐射方向图。图 1是图示16单元、间隔A/2的圆环阵列的0阶相模Ptl的远场图的曲线图100。图2是图 示16单元、间隔A/2的圆环阵列的-1阶相模P_i的远场图的曲线图200。图3是图示16 单元、间隔A/2的圆环阵列的1阶相模P1的远场图的曲线图300。
[0025] 在实施例中，为简单起见，假设所有的天线单元都是全向的且经线性极化的。在0 阶相模Ptl中，不存在围绕圆环阵列的单元激励中的相位前进（所有单元经同相馈送），因而 不存在围绕阵列（z)轴线的周向方向上的相位前进。因此，所有场在阵列轴线上同相添加 且在远场中形成主波束。其归一化绘图在针对具有围绕圆周间隔开一半波长的单元的16 单元环阵列的图1中示出。不同的阴影指示相位，其中较深阴影表示-Ji，较淡阴影表示0， 且中等阴影表示相对于Ptl激励的+H弧度。图2和3示出了针对相同环阵列的其它相模 的类似绘图。
[0026] 在PdPP^模的远场图中的相位前进是一个2JT弧度的完整的周期但在围绕z轴 的相反方向上，所述方向与其单元激励相位前进相同。
[0027] 现在将显而易见的是，如果我们将某一比例的例如P1相模添加到PC1相模，那么 结果将是指向其中所述两个模具有相同相位的方向的主瓣（例如，针对以上绘图为较淡阴 影）。主瓣将从阵列轴线偏离一定的量，所述量与所添加的？:模的比例成比例。我们还可 以改变P1的相位0，这将改变其中P1与原始主波束Ptl同相的在圆上的位置，因此使得所得 主瓣指向所述方向。
[0028] 图4图示具有通过设定相移9控制的变比合路器的实施例波束转向器系统400， 其中相移9施加到输入B。系统400是变比合路器。系统400包含两个混合分路器/合路 器402、404和两个经相反地调整的移相器406、408。每个混合分路器/合路器402、404都 具有两个输入A和B以及两个输出D和C。混合分路器/合路器402的输入A是来自天线 的阵列（未图示）的远场的Ptl相模。混合分路器/合路器402的输入B是来自天线的阵列 的远场的P1相模，其通过移相器409移相。混合分路器/合路器402的输出D是用于移相 器406的输入，且混合分路器/合路器402的输出C是用于移相器408的输入。来自移相 器406的输出是用于混合分路器/合路器404的输入B，且来自移相器408的输出是用于混 合分路器/合路器404的输入A。来自混合分路器/合路器404的输出D是辅助输出。来 自混合分路器/合路器404的输出C是其中实现经转向主波束的主（M)输出。
[0029] 在实施例中，尽管易于使用可变移相器409来控制两个相模的相对相移，但其添 加的相对比例使用系统400的变比合路器来实现。在此实施例中，两个混合分路器/合路 器402、404和两个经相反地调整的移相器406、408用于实现通过等式410描述的函数。主 输出M通过以下函数描述
[0030]
[0031] 其中P是经转向波束围绕阵列轴线在径向方向上的角度且0是经转向波束在周 向方向上的角度。
[0032] 严格地说，等式410的数学运算需要将混合分路器/合路器402的输入B移位固 定的90度，且混合分路器/合路器404的（辅助）输出D也具有固定的90度相移，这两个 相移都没有实际的意义，因为在实施方案中取决于对混合分路器/合路器的选择。图5中 示出在来自混合分路器/合路器404的主（M)输出C处的所得经转向波束远场辐射图500 的实例，其中9 =2jtX0.5弧度且q)=27lx〇. 125弧度。
[0033] 借助如下简单的三角恒等式，通过利用另一个一阶相模P_i，有可能获得在经转向 波束中较大的转向角度和较低的旁瓣。
[0034] 假设相模P1在其主锥的圆周上在某一角度处的固有相位是a且其幅度是P。那 么K1将具有相同的幅度但其相位将是-a。对应地向这些相模施加相移0和_ 9，产生：
[0035] Pjej9= pej(a +9)= Pcos ( a+0)+j p sin ( a+0)
[0036]和
[0037]P_1e_J0=Pej(_a_0)=pcos(-a-0)+jpsin(-a-0)= P cos ( a + 0 ) -j p sin ( a + 0 )
[0038] 现在，经组合的相位相反的一阶相模产生：
[0039] P1W0 -P-^j 0 = j2Psin ( a+0)
[0040] 对于任何给定9，上式在a+ 0 =Ji/2时达到最大值j2,在a使得a+ 0