一种逆d类功率单元及全数字射频发射前端集成电路结构的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于射频集成电路领域，具体涉及一种逆D类功率单元（电流型D类功率单 元)，以及采用该功率单元的全数字正交直接上变频的射频发射前端集成电路结构。
【背景技术】
[0002] 射频发射前端，是射频收发机的重要组成部分。在当今，一方面，无线通讯技术的 迅猛发展使得个人移动终端具有越来越多的功能，这要求应用于移动终端的集成电路具有 更高的集成电路；另一方面，硅基CMOS集成电路工艺制程的不断演进，使得将数字、模拟、 射频等等模块同时集成在一块娃基芯片上的高集成片上系统（systemonchip,SoC)技术 称为可能。
[0003] 传统的射频发射前端通常由数-模转换器（DAC)，滤波器（Filter)，上变混频器 (upconversionmixer)，功率放大器（poweramplifier,PA)等模块构成，这些模块均属于 模拟/射频电路。与大规模数字电路不同，模拟和射频电路基本不受益于CMOS制程的进 步；而先进工艺带来的低电压、漏电流增大、阈值电压漂移等问题，反而会使模拟/射频电 路设计变得更加困难。这其中，功率放大器的设计困难尤甚。在以上几点因素的要求下，全 数字功率放大器（DigitalPowerAmplifier,DPA)应运而生。DPA运用于系统中时，通常 省略DAC、滤波器、上变混频器，因而DPA本身就是一个完整的全数字射频发射前端（DTxFE， digitaltransmitterfrontend)，因而本文中将不再区分DTxFE和DPA两个概念。
[0004] 国际上针对全数字发射机的研究有十余年的历史。极坐标发射机（Polar Transmitter)、Outphasing发身寸机、笛卡尔坐标发身寸机（CartesianTransmitter,orI/Q Transmitter)等在模拟发射机中采用的架构在数字PA中均有对应。前两种数字发射机架 构均有其实现的难度。Polar发射机需要复杂的相位控制支路，并且需要解决幅度和相位 支路匹配的问题；Outphasing发射机需要解决功率合成器方面的问题；此外，两者都会遇 到频谱扩展的问题，即各自结构中，两条支路的带宽远大于原信号带宽的问题。Cartesian 数字发射机规避了前两种结构的问题，在近两年开始，荷兰Delft大学和美国UCBerkeley 的两个研究小组开始研究这种结构。他们所发表的结果实现了正交全数字发射机的基本结 构，但各自均存在一定的改进空间。
【发明内容】
[0005] 针对当前数字正交发射机中存在的问题，本发明提供了一种I/Q匹配良好，谐波 抑制能力良好，幅度/相位单调性好的数字正交发射机结构。
[0006] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
[0007] -种逆D类功率单元，采用I/Q正交-差分四相结构，差分的两条支路分别由I/Q 两路并联而成，每一路均使用两层或多层共源共栅晶体管；I/Q两路在漏极直接相连，形成 电流加和。
[0008] 所述逆D类放大单元的四相L0使用25%占空比的L0信号，由静态与逻辑门控制， 从共源管的栅极输入。
[0009] 所述共栅晶体管中，共源管为薄栅氧管，共栅管为厚栅氧管。
[0010] 一种全数字正交直接上变频的射频发射前端集成电路结构，包括四相二分频L0 信号产生电路，L0驱动/控制电路，I/Q正交差分D类功率单元阵列（即上述逆D类功率单 元)。
[0011] 所述四相二分频L0信号产生电路基于文献"HongMoWang，A1.8V3mW16. 8GHz FrequencyDividerin0.25umCMOS,ISSCC2000"所发表的电路结构优化而成。Wang的四 相二分频器由两个交叉耦合的T触发器构成。本发明所述的四相二分频器，在Wang的电路 上加入了四个由输出信号交叉耦合控制的PM0S管，可以精确地保证输出四相的相位误差 小于3°。本发明所述的四相二分频器在其产生的0°，90°，180°，270°四相50%L0信 号之后，使用四个与门将50%信号相与，产生四相25%L0信号。
[0012] 所述L0驱动/控制电路由两个L0换向开关、多级成比例的反相器驱动级、以及集 成在每个功率单元中的L0使能逻辑和末级驱动构成。其中，L0换向开关是基带信号中的 符号位能够被调制到射频信号中形成载波频率的180°相位突变的关键。若我们将射频调 制信号表示成
[0013] (1)
[0014] 其中Ass是基带幅度，载波角频率，，是载波相位，则当Ass < 0时，S可以表示 为
[00151 (2)
[0016] 因为基带信号仅能控制功率单元的打开/关闭，也即其本身只能控制幅度；而基 带信号的符号位则不能通过单元的打开/关闭调制到载波上。而以上的方程式告诉我们， 若符号位能够控制载波的180°相位突变，则基带的符号位就可以被调制到载波上。而我们 的四相L0中已经包含0° /180°，90° /270°这两对互成180°相移的L0信号。因此，设 计一个L0换向器，由控制信号选择是否交换0° /180°，90° /270°这两对L0信号，就可 以实现180°相位突变的调制。
[0017] 所述I/Q正交差分电流型D类功率单元即上述逆D类功率单元，使用两层或多层 共源共栅管。差分两路各自由I/Q两条支路并联而成。I/Q两路L0信号从共源管的栅极输 入，输出电流信号在共栅管的漏极加和。共源共栅结构能有效提高晶体管的输出阻抗，从而 有效避免I/Q信号串扰。此外，25%L0信号也能够避免I/Q基带电流信号"同时"出现在输 出电流中，从而也可以避免I/Q串扰。此外，共源共栅结构可以有效提高晶体管的耐压。 [0018] 进一步地，本发明的射频发射前端集成电路结构还包括功率合成网络，用于将多 个单元产生的差分电流信号转换成适合发射到终端天线上的功率信号；功率合成网络包含 并联电感-电容谐振腔和平衡-非平衡转换器（Balun)，具有基频阻抗选择特性和二阶谐波 抑制特性。所述谐波抑制功率合成网络，由两边的DCFeed电感（LD。)，跨接并联谐振腔（LP 和CP)，两边的对地并联电容（Cs)，和差分转单端的输出balun构成。输出balun兼具阻抗 转换功能。（LP| |LDe/2)和（CP+Cs/2)谐振在基频频率，构成基频选频网络。每边的1^。和(； 谐振在二阶谐波处，防止二阶谐波泄漏，优化输出频谱，并提高功率放大器的输出效率。
[0019] 所述全数字正交直接上变频的射频发射前端的整体版图布局中，四相L0输入线 和差分两相射频输出线均成深H-形树形，保证每个功率单元无论到输入还是输出的走线 长度大致一致，延时大致一致；另外，在单元开启的顺序上，中心对称地、乱序地逐渐开启， 能够保证不同幅值下各个单元之间大致匹配。以上两点，能够保证单调、平滑的输入-输出 的幅度-幅度和幅度-相位转移特性，从而为实现数字预失真算法带来方便。另一方面，L0 输入线和射频输出线以夹角90°进入单元阵列，并且在全程互相垂直，最大限度地减小了 输入-输出耦合，降低了串扰噪声，预防了振荡风险。
[0020] 本发明针对目前全数字发射机方案中的缺陷，采用正交-差分四相25%占空比 L0、I/Q电流信号本地加和、具有基频选择性和二阶谐波抑制能力的输出匹配合成网络、深 H-形树中心对称的版图布局等技术，实现高性能的全数字正交上变频发射机。具体来说，本 发明的优点和积极性效果如下：
[0021] 1)输入-输出响应具有良好的单调性和一致性：25%L0和共源共栅的应用确保了 I/Q信号的相对独立。I/Q本地匹配加和、版图的深度对称，均保证了输入-输出响应具有 非常良好的单调性和一致性。这是全数字发射机经过数字矫正以后能够达到极佳的频谱规 范性(满足频谱掩模要求和误差向量要求）的保证。
[0022] 2)具有良好的适配性和可重构性：本发明若需要应用于不同的频段的系统时，只 需要对输出匹配网络稍作修改；若频段跨度不大，电路的其他部分甚至可以不做修改。而如 果需要在同一个系统中在片切换频段，甚至只需要把并联、串联电容〇>和Cs做成可调的，就 可以达到目的。
[0023] 3)制造成本低：本发明所述的全数字正交发射机可以连同功率匹配网络一起，与 个人移动终端的其他功能全部集成在单片SoC上，从而最大限度降低成本。而本架构可以 通过更改功率匹配网络，应用于不同频段和调制方式，兼容多标准、多频带的射频信号，更 可以大幅度节约芯片及相应片外配套元件。
【附图说明】
[0024] 图1是本发明的全数字射频发射前端（DTxFE)的系统结构框图。
[0025] 图2是四相正交本地加和的D类功率单元和二次谐波抑制匹配网络的示意图。
[0026] 图3是D类功率单元的波形示意图。
[0027] 图4是带使能功能的L0信号换向电路示意图。
[0028] 图5是DTxFE的整体版图规划示意图。
【具体实施方式】
[0029] 下面通过具体实施实例并配合附图，对本发明做详细的说明。
[0030] 如图1所示，本实施例的DTxFE由基带信号同步译码电路、L0四相二分频及25%占 空比产生电路，L0前级及后级驱动电路，L0换向开关，功率单元阵列，集成于功率单元内部 的L0使能逻辑构成，匹配网络与功率单元连接。基带信号分成I/Q两路，每路由1位符号 位和N位幅度位构成。符号位应由译码模块生成同步的互补信号，用来控制L0换向开关。 幅度位可分为低M位和高（N-M)位。出于版图技术的考虑，低M位