#P巾汾别表示发射机的幅度和相位失衡，hu(n)和hQ,K(n)分别表示接 收机中I和Q两支路对信号不同的频率响应。在本实例中，gKSldB，巾KS3°AuOi)= [l，0.05]，hQ,K(n) = [1，-0.05]。
[0067] 通过推导，我们得出发射机和接受机的IQ失衡模型都可表示为：
[0068]y(n)=y(n)?x(n) + /3(n)?x*(n)(公式 5)
[0069] 其中Y (n)和0 (n)表示失衡因子，x(n)为原始信号，y(n)为失衡后的信号，符号 ?代表卷积，（.）*代表共轭。
[0070] (2)步骤2 :为了对收发系统的IQ失衡进行补偿，设计两种自回环结构，如图1所 示，开关可切换自回环结构。
[0071] 将信号的上变频单元和下变频单元直接级联起来，得到第一失衡模型，可以表示 为：
[0072]
[0073] 式中x(n)为发射信号，s(n)为上变频后的等效基带信号，y(n)为接收信号。在这 里，我们假设：
[0074]
[0075] 则公式14可简化为：
[0076] y{n)=yx(n)?x{n) +^(n)?x*(n) (公式 16)
[0077] 将信号的上变频单元和下变频单元通过90°相移器级联起来，形成另一个自回环 结构，得到第二失衡模型，可以表示为：
[0078]
[0079] 式中，sjn) =s(n) ?eW2=js(n)为上变频等效基带信号经过90°相移器后的
[0080] 输出信号，x(n)为发射信号，y(n)为最终接收信号。假设：
[0081]
[0082]
[0083] 公式16和19是时域上的表达式，对其做离散傅里叶变换（DFT)，将其转换到频域， 则公式16、19转变为下式形式：
[0084]
(公式 8)
[0085] 式中，X(k)和Y(k)分别为对应的频域信号，y (k)和0 (k)为对应的频域失衡参 数，N表示频点的总个数，在本实例中N等于256。对应的频域失衡框图如图3。
[0086] (3)步骤3 :在IEEE802.llaj系统中，我们在用于信道估计和均衡的前导序列中 选取两组不同的频域复数序列，序列长度都为256。假设发射两段不同的频域训练序列为 & (k)和X2 (k)，经过IQ失衡后，收到的信号为t(k)和Y2 (k)，联立两个方程，可得：
[0087]
[0088] 对公式9进行求解，可求得Y (k)和0 (k)，表示为：
[0089]
[0090] 针对两种自回环结构，使用上述的频域训练序列通过两种失衡模型，分别求出 yi(k)、0i(k)和y2 (k)、0 2 (k)，对公式15和公式18做离散傅里叶变换（DFT)并且联立， 即可求得：
[0091]
[0092] (4)步骤4 :估计出参数后，在频域分别对发射机和接收机的频率选择性IQ失衡进 行补偿，在频域的信号IQ失衡补偿框图如图4,公式20求得的各频点的值便是需要的补偿 系数。
[0093] 对于发射机的失衡的补偿，我们采用频域预补偿方案，即对频域的发射信号在通 过上变频前进行预处理，这样可以避免发射端的IQ失衡经过MM0信道和接收端的射频前 端后，引入更多的干扰和误差。
[0094] 我们对频域的发射信号的预补偿如下式：
[0095]Ypre(k) =X(k)-ffT(k)X*(N-k) (公式 12)
[0096] 其中，X(k)为发射信号，Ypre(k)为预补偿后的信号，如果我们估计出WT(k)即 0T(k)/yT(k)的值，上变频引起的信号的镜像干扰能够被完全补偿，而剩余的部分将在 802.llaj的信道估计/均衡时被补偿。
[0097] 对于发射机的失衡的补偿，对接收信号的补偿如下式所示：
[0098]Ycomp(k) =Y(k)-ffE(k)Y*(N-k) (公式 13)
[0099] 如果我们估计出1〇〇即f3K(k)/Y/(N-k)的值，下变频引起的镜像干扰能够被完 全补偿，而剩余的部分将在802.llaj的信道估计/均衡时被补偿。
[0100] 从而发射机和接收机的频率选择性IQ失衡都在本发明的自回环结构方案下得到 补偿，无线通信系统恢复到工作状态。补偿前后发射机和接收机的EVM值如表2所示。
[0101] 表2补偿前后EVM值
[0102]
[0103] 根据表1所示的参数，在802.llaj系统下，本发明分别在两种调制方式：16QAM， 64QAM下进行性能仿真，获得了有IQ失衡不补偿、有IQ失衡补偿和无IQ失衡二种情况下的 误码率（BER)性能图（图5,图6)，验证了本发明的有效性。从仿真结果看出，对比没有经 过IQ失衡补偿的情况，本发明的方案使整个系统的性能明显地提高了，并接近于没有IQ失 衡存在的情况。
【主权项】
1. 一种自回环结构的收发联合频率选择性IQ失衡估计与补偿方法，其特征在于，包括 以下步骤： 1) 将信号的上变频单元和下变频单元直接级联起来，形成自回环结构，得到第一失衡 模型；通过一个90°相移器将上变频单元和下变频单元再次级联起来，形成另一个自回环 结构，得到第二失衡模型； 2) 运用频域训练序列，经过两个自回环结构得到两个级联方程组，对级联方程组进行 求解，分别估算出发射机和接收机频率选择性IQ失衡各频点补偿所需的参数； 3) 根据各频点的补偿系数，在频域分别对发射机和接收机的频率选择性IQ失衡进行 补偿。2. 如权利要求1所述的自回环结构的收发联合频率选择性IQ失衡估计与补偿方法，所 述步骤1中的两个失衡模型通过开关可切换自回环结构构造。3. 如权利要求1所述的自回环结构的收发联合频率选择性IQ失衡估计与补偿方法，其 特征在于，所述第一失衡模型的时域形式为：式中，x(n)为发射信号，y(n)为接收信号，s(n)为上变频后的等效基带信号，，&和Φ τ分别表示发射机的幅 度和相位失衡，hI;T(n)和haT(n)分别表不发射机的I和Q两支路对信号不同的频率响应，&和Φ κ分别表示接收机的幅 度和相位失衡，hI;K(η)和haK(η)分别表示接收机中I和Q两支路对信号不同的频率响应。4. 如权利要求1所述的自回环结构的收发联合频率选择性IQ失衡估计与补偿方法，其 特征在于，所述第二失衡模型的时域形式为：式中，X (η)为发射信号，y (η)为接收信号，S1Oi) = s (η) · e·^2= js (η)为上变频等 效基带信号S (η)经过90°相移器后的输出信号：和七分别表示发射机的幅度和相份生衛.UrO和KJrO分別弄示发射机的T和O西令· 路对信号不同的频率响应：gK和Φ ^别表示接收机的幅度和相位失衡，h Ι;κ (η)和haK (η)分别表示接收机中I和Q两 支路对信号不同的频率响应。5. 如权利要求1所述的自回环结构的收发联合频率选择性IQ失衡估计与补偿方法，其 特征在于，所述步骤2中发射机和接收机各频点的补偿系数的具体求解方法为： 2. 1)计算发射机和接收机的频域失衡参数； 设发射两段不同的频域复数序列X1 (k)和X2 (k)，经过IQ失衡后，收到的频域信号为 Y1 (k)和Y2 (k)，联立失衡模型频域形式的两个方程，可得：式中，γ (k)、β (k)表示频域失衡参数，N表示频点的总个数； 对公式9进行求解，求得γ (k)和β (k)，表示为：针对两种自回环结构，使用上述频域训练序列通过两种失衡模型，分别求出对应的频 域失衡参数 γ i (k)、β i (k)和 γ 2 (k)、β 2 (k); 2. 2)计算接收机和发射机各频点的补偿系数，具体公式为：式中，Wt(k)为发射机各频点的补偿系数，Wk(k)为接收机各频点的补偿系数。6. 如权利要求1所述的自回环结构的收发联合频率选择性IQ失衡估计与补偿方法，其 特征在于，所述步骤3在信道估计/均衡前对发射机和接收机的频率选择性IQ失衡进行补 偿，具体方法为： 对发射信号在频域进行预补偿，具体公式为： Ypre (k) = X(k)-ffT(k)X*(N-k) (公式 12) 式中，X(k)为频域发射信号，Ypm(k)为预补偿后的频域信号，Wt(k)为发射机各频点的 补偿系数； 对接收信号在频域进行补偿，具体公式为： Yc0mp (k) = Y(k)-ffE(k)Y*(N-k) (公式 13) 式中，Y(k)为频域接收信号，Yramp(k)为补偿后的频域信号，WK(k)为接收机各频点的补 偿系数。
【专利摘要】本发明公开了一种自回环结构的收发联合频率选择性IQ失衡估计与补偿方法，包括如下步骤：针对射频前端存在的同相(In-phase,I)和正交(Quadrature,Q)两路信号的幅度失真和相位偏差以及不同的频率响应问题，设计两种自回环结构将信号的上变频单元和下变频单元级联起来，得到两组IQ失衡模型；运用频域训练序列，经过两个自回环结构得到两个级联方程组，对级联方程组进行求解，分别估算出发射机和接收机频率选择性IQ失衡各频点补偿所需的参数；根据各频点的补偿系数，在频域分别对发射机和接收机的频率选择性IQ失衡进行补偿。本发明方法计算复杂度低，且能明显改善系统性能。
【IPC分类】H04L25/02, H04L25/03
【公开号】CN104980376
【申请号】CN201510339196
【发明人】王海明, 左罡, 何世文, 洪伟, 张军, 江华
【申请人】江苏中兴微通信息科技有限公司
【公开日】2015年10月14日
【申请日】2015年6月17日