] (1)首先确定扩频码频率f·。或扩频码周期T。（频率和周期互为倒数可任意确定其 中一个参数），子载波频率f s。或子载波周期T s。，正弦或余弦型子载波调制方式，以及正弦脉 冲波形可变参数P ;
[0061] (2)根据扩频码频率f。或扩频码周期T。和子载波频率f s。或子载波周期T s。，确定 一个扩频码片中整周期子载波个数n，其中N = T/rs。或N = f syf。；
[0062] (3)根据扩频码频率f。或扩频码周期T。，正弦脉冲波形可变参数P以及一个扩频 码片中整周期子载波个数N，构造出一个扩频码片间隔内正弦或余弦相位子载波调制波形， 具体表示为：
[0063] 正弦相位子载波调制波形Xs sub (t，P )为：
[0064]
[0065] 余弦相位子载波调制波形Xc sub (t，P )为：
[0066]
[0067] 其中Ρτ [t]是时间宽度为τ的正弦脉冲波形，即.
[0068] (4)根据确定的扩频码频率f。或扩频码周期T。，利用伪随机序列对导航信号进行 扩频，然后将得到的扩频信号与步骤（3)所确定的正弦或余弦相位子载波调制波形进行时 域相乘，得到所述的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波正弦或余弦型基带调制信号， 具体表不为：
[0069] 基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波正弦型基带调制信号SAWSB^ninii p) (t)为：
[0070]
[0071] 基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波余弦型基带调制信号SAWSB_ninii p) (t)为：
[0072]
[0073] 其中d(t)为导航信号数据通道信息；&1是伪随机扩频序列的第1个扩频 i I ^<t<T 码；L为伪随机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，即c ；
ItO ,其匕
[0074] (5)将步骤（4)得到的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波正弦或余弦型基带 调制信号进行正交支路的载波调制，得到所述的基于时间宽度可调的正弦脉冲正弦或余弦 相位偏移载波调制信号，具体表示为：
[0075] 基于时间宽度可调的正弦脉冲正弦相位偏移载波调制信号Mawsbiks^ p)⑴为：
[0076]
[0077] 基于时间宽度可调的正弦脉冲余弦相位偏移载波调制信号MAWSB_ninii p)⑴为：
[0078]
[0079] 其中d(t)为导航信号数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-I ;ai 是同相支路伪随机扩频序列的第1个扩频码；bk是正交支路伪随机扩频序列的第k个扩频 码；是载波频率；
[0080] (6)将步骤（5)中得到的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波调制信号进行导 航信号的性能评估，若信号的码跟踪精度、抗多径和兼容性不满足所设计的导航系统性能 需求及约束条件，则返回步骤（1)，重新确定扩频码频率f。或扩频码周期T。，子载波频率f s。 或子载波周期Ts。，正弦或余弦型子载波调制方式，以及正弦脉冲波形可变参数P。
[0081] 本发明所述的扩频码频率f。和子载波频率f s。的取值为I. 023MHz的整数倍。
[0082] 本发明所述的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波正弦或余弦型基带调制信 号的功率谱密度分别为：
[0083] 基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波正弦型基带调制信号功率谱密度 GaWSBOCs (η, m，P ) (f)为.
[0084]
[0085] 基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波余弦型基带调制信号功率谱密度 GaWSBOCc (η, m，p ) (f)为.
[0086]
[0087] 结合图4。AWSBOCs (5, 2. 5, 0. 6)具有与SBOCs (5, 2. 5)相当的功率谱旁瓣衰减速 度，且明显优于B0Cs(5,2. 5)信号，表现出较高的频谱效能。同时AWSB0Cs(5,2. 5,0.6)在 ± IOMHz附近，较传统的SBOCs (5, 2. 5)信号具有更多的高频分量，因此对于传统的24MHz民 用接收机而言，能够表现出更好的导航性能。
[0088] 结合图5。其中环路带宽1Hz，前端带宽为24MHz。由图5可知，随着载噪比 的增加 ，AWSBOCs (5, 2. 5, 0. 6)信号跟踪误差曲线始终低于BOCs (5, 2. 5)和SBOCs (5, 2. 5)， 具有更高的码跟踪精度。
[0089] 结合图6和图7。仿真中，选取相关间隔为0. lchip，接收机带宽为24MHz，多径信 号与直达信号的幅度比MDR为-6dB。从图6可以看出，本发明所提的AWSBOCs (5, 2. 5, 0. 6) 信号相对于BOCs (5, 2. 5)和SBOCs (5, 2. 5, 0. 6)信号具有较小的多径误差幅度，而且随着 多径信号相对直达信号的额外时延的增加，AWSB0Cs(5, 2. 5, 0. 6)信号的多径误差曲线具 有较快的衰减速度，能够更快的进行收敛，同时图7表明AWSBOCs (5, 2. 5, 0. 6)信号的最 大平均多径误差幅度低于BOCs (5, 2. 5)和SBOCs (5, 2. 5, 0. 6)信号，因此，本发明所提的 AWSBOCs (5, 2. 5, 0. 6)信号实施例较其它传统信号具有很强的抗多径能力。
[0090] 综上所述，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说 明本发明的原理，本发明所提的一种基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波调制方法，它 可以灵活调整正弦脉冲码片所占的时间，为导航信号的设计提供了更多的选择，使导航信 号具有更好的码跟踪性能、抗干扰、抗多径以及与其它系统信号的兼容能力，并有效抑制功 率谱大幅度的旁瓣并提高导航信号的频率效能。
【主权项】
1. 一种基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波调制方法，其特征在于包括以下步骤： (1) 首先确定扩频码周期T。，子载波周期Ts。，正弦或余弦型子载波调制方式，以及正弦 脉冲波形可变参数P; (2) 根据扩频码周期T。和子载波周期Ts。，确定一个扩频码片中整周期子载波个数N，其 中N=Tc/Tsc; (3) 根据扩频码周期T。，正弦脉冲波形可变参数P以及一个扩频码片中整周期子载波 个数N，构造出一个扩频码片间隔内正弦或余弦相位子载波调制波形，具体表示为： 正弦相位子载波调制波形Xssub(t，P)为：余弦相位子载波调制波形Xesub(t，P)为：其中Pjt]是时间宽度为t的正弦脉冲波形，艮(4) 根据确定的扩频码周期T。，利用伪随机序列对导航信号进行扩频，然后将得到的扩 频信号与步骤（3)所确定的正弦或余弦相位子载波调制波形进行时域相乘，得到所述的基 于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波正弦或余弦型基带调制信号，具体表示为： 某干时间甯庠可调的正弦脉冲偏務裁波正弦型某带调制信号S_。…，.一 ^ (t)为： ./-U：基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波余弦型基带调制信号SAWSB^niniiP)(t)为：其中d(t)为导航信号数据通道信息；叫是伪随机扩频序列的第1个扩频码；L为伪随 机序列的码片长度；rect(t)是矩形门函数，S;或(5) 将步骤（4)得到的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波正弦或余弦型基带调制 信号进行正交支路的载波调制，得到所述的基于时间宽度可调的正弦脉冲正弦或余弦相位 偏移载波调制信号，具体表示为： 基于时间宽度可调的正弦脉冲正弦相位偏移载波调制信号MAWSB(]es^p)⑴为：基于时间宽度可调的正弦脉冲余弦相位偏移载波调制信号MAWSB^niniip) (t)为：其中d(t)为导航信号数据通道信息；p(t)为导频通道信息，取值为全+1或-1叫是 同相支路伪随机扩频序列的第1个扩频码；bk是正交支路伪随机扩频序列的第k个扩频码； 是载波频率； (6)将步骤（5)中得到的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波调制信号进行导航信 号的性能评估，若信号的码跟踪精度、抗多径和兼容性不满足所设计的导航系统性能需求 及约束条件，则返回步骤（1)，重新确定扩频码周期T。，子载波周期Ts。，正弦或余弦型子载 波调制方式，以及正弦脉冲波形可变参数P。2. 根据权利要求1所述的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波调制方法，其特征在 于，所述的扩频码频率f。和子载波频率fs。的取值为1. 023MHz的整数倍。3. 根据权利要求1所述的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波调制方法，其特 征在于，所述的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波正弦型基带调制信号功率谱密度 GaWSBOCs(11,m，p)(f)为._ \fsc) 所述的基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波余弦型基带调制信号功率谱密度 GaWSBOCc(11,m，p)(f)为.
【专利摘要】本发明的目的在于提出一种基于时间宽度可调的正弦脉冲偏移载波调制方法，其实现过程如下：首先确定扩频码频率fc、子载波频率fsc、正弦或余弦型子载波调制方式以及正弦脉冲波形可变参数ρ，并构造出一个扩频码片间隔内正弦或余弦相位子载波调制波形。然后利用伪随机序列对导航信号进行扩频，再进行子载波调制，最终将所得信号进行正交支路的载波调制。本方法产生的信号可以灵活调节信号功率谱的主瓣及旁瓣的分裂程度，使得导航信号具有良好的码跟踪性能、抗干扰和抗多径能力、与其它系统信号兼容能力。
【IPC分类】H04L27/30, G01S19/02, G01S19/01
【公开号】CN105119868
【申请号】CN201510519918
【发明人】赵旦峰, 孙岩博, 薛睿, 曹庆铭
【申请人】哈尔滨工程大学
【公开日】2015年12月2日
【申请日】2015年8月23日